WHAT EXACTLY IS 8-VSB ANYWAY? By David Sparano ¿QUE ES EXACTAMENTE EL 8-VSB? Por David Sparano This is the third edition of an article that originally appeared in 1997. Previous editions have appeared on the Harris Broadcast website and The Miller Freeman Guide to Digital Television.

Esta es la tercera edición de un artículo que fue publicado originalmente en 1997. Se han publicado ediciones anteriores de este artículo en el sitio web de Harris Broadcast y en el libro The Miller Freeman Guide to Digital Television.

The Grand Alliance proposed it, the FCC accepted it, stations around the United States are transmitting it, but what is 8-VSB anyway? Simply put, 8-VSB is the RF modulation format used by the DTV (ATSC) digital television standard to transmit digital bits over the airwaves to the home consumer. Since any terrestrial TV system must overcome numerous channel impairments such as ghosts, noise bursts, signal fades, and interference in order to reach the home viewer, the selection of the right RF modulation format is critical. The 8-VSB format is the cornerstone upon which the DTV standard is based; developing a basic understanding of 8-VSB is imperative for those who will be working around DTV in the future.

El Grand Alliance lo propuso, la FCC lo aceptó, las emisoras alrededor de los Estados Unidos lo están transmitiendo, pero ¿qué es exactamente el 8-VSB? Dicho simplemente, el 8-VSB es el formato de modulación utilizado por el estándar DTV (ATSC) de televisión digital para transmitir bits digitales a través de las ondas aéreas al consumidor en su hogar. Debido a que cualquier sistema de televisión de transmisión terrestre tiene que superar varios deterioros de canal, tales como fantasmas, disparos de ruido, desvanecimientos de señal e interferencias, para llegarle al televidente, la selección del formato de modulación apropiado es critica. El formato 8-VSB es la piedra angular sobre la cual se basa el estándar DTV. Es imperativo para todos aquellos que vayan a trabajar con la DTV en el futuro desarrollar un conocimiento básico del 8-VSB.

In the alphabet soup world of digital communications, there are two big names to remember when thinking about the complete DTV system: 8-VSB and MPEG-II. 8-VSB is the RF modulation format and MPEG-II is the video compression / packetization format used in DTV. That is, there are two distinct stages of processing needed to convert high-definition video into a form suitable for over-the-air broadcast: MPEG-II encoding and 8-VSB modulation. Accordingly, two major pieces of equipment form the heart of a DTV transmission system: an MPEG-II encoder and an 8-VSB exciter.

En el mundo alfabético de las comunicaciones digitales, hay dos siglas importantes a recordar en cuanto al sistema DTV completo: 8-VSB y MPEG-II. El 8-VSB es el formato de modulación de la DTV; el MPEG-II es su formato de compresión de vídeo y empaquetezación de datos. Esto es, hay dos etapas distintas de procesamiento para convertir el vídeo de alta definición a una forma aceptable para su radiodifusión: la codificación MPEG y la modulación 8-VSB. De acuerdo con esto hay dos equipos principales al corazón del sistema de transmisión DTV: el codificador MPEG-II y el excitador 8-VSB.

The MPEG-II encoder takes baseband digital video and performs bit rate compression using the techniques of discrete cosine transform, run length coding, and bi-directional motion prediction -- all of which are beyond the scope of this article. The MPEG-II encoder then multiplexes this compressed video information together with pre-coded Dolby AC-3 audio and any ancillary data to be transmitted. The result is a stream of highly compressed MPEG-II data packets with a data frequency of only 19.39 Mbit/sec. This is by no means a trivial task since the high-resolution digital video (or multiple programs of standard resolution video) input to the MPEG-II encoder could easily have a data rate of 1 Gbit/sec or more. This 19.39 Mbit/sec data stream exiting the MPEG-II encoder is known as the DTV Transport Layer. It is transmitted from the encoder to the 8-VSB exciter in serial form via a 75-ohm coaxial cable, according to the SMPTE-310 interface standard.

El codificador MPEG-II toma el vídeo digital de banda base y realiza la compresión para reducir su taza de bits, utilizando las técnicas de “transformada discreta de coseno,” “codificación (de truncamiento) de duración,” y “predicción de movimiento bidireccional” – todas fuera del alcance de este artículo. El codificador MPEG-II luego mezcla la información de vídeo comprimida con el audio Dolby AC-3 precodificado y cualesquier datos auxiliares a ser transmitidos. El resultado es un flujo altamente comprimido de paquetes MPEG-II con una frecuencia de datos de solo 19.39 Mbit/seg. Esta es de ninguna manera una tarea trivial, ya que el vídeo digital de alta resolución (o programas múltiples de vídeo de resolución estándar) fácilmente puede tener una taza de datos de 1 Gbit/seg. o más. Este flujo de datos de 19.39 Mbit/seg. a la salida del codificador MPEG-II es conocido como el Nivel de Transporte DTV. Esta señal se transmite en forma serial desde el codificador al excitador 8-VSB vía un cable coaxial de 75-ohm, según el protocolo de interfaz SMPTE-310.

Although MPEG-II compression techniques can achieve stunning bit-rate reduction results, still more tricks must be

Aunque las técnicas de compresión MPEG-II pueden lograr reducciones asombrosas de la taza de bits, son necesarios

employed to squeeze the 19.39 Mbit/sec DTV Transport Layer signal into a slender 6 MHz RF channel for over-the-air transmission. This is the job of the 8-VSB exciter.

aún más trucos para empacar los 19.39 Mbit/seg. del Nivel de Transporte DTV dentro del estrecho canal de RF de 6 MHz para la transmisión al aire. Esta es función del excitador 8-VSB.

Figure 1 is a block diagram of a typical 8-VSB exciter. In this article, we will walk through the major processes that occur in the 8-VSB exciter, identifying the major components of the 8-VSB signal and explaining how the 8-VSB signal is generated.

La Figura 1 es un diagrama de bloques de un excitador 8-VSB típico. En este artículo, vamos a seguir la pista de la señal a través del excitador, identificando los componentes principales de la señal 8-VSB y explicando como esta señal es generada.

FIGURE 1: BLOCK DIAGRAM, 8-VSB EXCITER

FIGURA 1: DIAGRAMA DE BLOQUES, EXCITADOR 8-VSB

DATA SYNCHRONIZATION The first thing that the 8-VSB exciter does upon receiving the MPEG-II data packets is to synchronize its own internal circuits to the incoming signal. Before any signal processing can occur, the 8-VSB exciter must correctly identify the starting and ending points of each MPEG-II data packet. This is accomplished using the MPEG-II sync byte. MPEG-II packets are 188 bytes in length with the first byte in each packet always being the sync byte. The MPEG-II sync byte is then discarded; it will ultimately be replaced by the ATSC segment sync in a later stage of processing.

SINCRONIZACION DE DATOS La primera cosa que hace el excitador 8-VSB al recibir los paquetes de datos MPEG-II es sincronizar sus propios circuitos internos a la señal de entrada. Antes de hacer cualquier procesamiento, el excitador necesita identificar correctamente los puntos de comienzo y de fin del paquete de datos MPEG-II. Esto se hace por medio de los bytes de sincronismo MPEG-II. Los paquetes MPEG-II son 188 bytes de largo con el primer byte en cada paquete siendo siempre el byte de sincronía. Una vez localizado, el byte de sincronía MPEG-II es eliminado; el mismo será reemplazado más tarde con la sincronía de segmento ATSC en otra etapa de procesamiento.

DATA RANDOMIZER With the exception of the segment and field syncs (to be discussed later), the 8-VSB bit stream must have a completely random, noise-like nature. This is because the transmitted signal frequency response must have a flat noise-like spectrum in order to use the limited RF channel space with maximum efficiency. If the data contained repetitious patterns, the recurring rhythm of these patterns would cause the RF energy content of the transmitted signal to “lump” together at certain discrete points in the frequency spectrum, thereby leaving holes at other frequencies. This implies that certain parts of the six MHz channel would be overused, while other parts would be underused. Moreover, the large concentrations of RF energy at certain modulating frequencies would be more likely to create discernible beat patterns in an NTSC television set, if DTV-to-NTSC interference were experienced.

EMBROLLADOR DE DATOS Con la excepción de las sincronías de segmento y de campo (a ser tratadas más tarde), es imperativo que el flujo de bits 8-VSB tenga una característica (casi) completamente aleatoria y parecida al ruido. Esto es porque la respuesta de frecuencia de la señal transmitida necesita tener un espectro plano – tal como ruido – para utilizar el canal RF limitado con la máxima eficiencia. Si el flujo de datos tuviera patrones repetitivos, el ritmo recurrente de dichos patrones causaría una aglomeración de la energía de RF en ciertos puntos discretos del espectro de RF, dejando así espacios subutilizados a otras frecuencias. Además, la fuerte concentración de la energía de RF a ciertas frecuencias de modulación tendría una mayor probabilidad de crear batidos discernibles en un receptor NTSC, en el caso de tener una interferencia DTV-a-NTSC.

In the data randomizer, each byte value is changed according to known pattern of pseudo-random number generation. This process is reversed in the DTV receiver in order to recover the

En el embrollador de datos, cada byte es modificado según un patrón conocido de generación de números pseudo-aleatorios. Este proceso es invertido en el receptor para

proper data values.

recuperar los valores de byte originales.

REED-SOLOMON ENCODING Reed Solomon encoding is a Forward Error Correction (FEC) scheme applied to the incoming data stream. Forward error correction is a general term used to describe a variety of techniques that can be used to correct bit errors that occur during transmission. Atmospheric noise, multipath propagation, signal fades, and transmitter non-linearities may all create received bit errors. Forward error correction can detect and correct these errors, up to a reasonable limit.

CODIFICACION REED-SOLOMON La codificación Reed-Solomon es una técnica de la corrección progresiva de errores (FEC) aplicada al flujo de datos entrante. La corrección progresiva de errores es un término general que se le aplica a una variedad de técnicas que son utilizadas para corregir los errores de bit que ocurren durante la transmisión. El ruido atmosférico, la propagación multi-trayectória, y las no-linealidades del transmisor pueden provocar errores en los bits recibidos. La corrección progresiva de errores puede detectar y corregir estos errores, dentro de un límite razonable.

The Reed-Solomon encoder takes all 187 bytes of an incoming MPEG-II data packet (the packet sync byte has been removed) and mathematically manipulates them as a block to create a sort of “digital ID tag” of the block contents. This “ID tag” occupies 20 additional bytes, which are then tacked onto the tail end of the original 187-byte packet by the encoder. These 20 bytes are known as Reed-Solomon parity bytes.

El codificador Reed-Solomon toma los 187 bytes del paquete MPEG-II entrante (se le ha quitado el byte de sincronía al paquete) y los manipula matemáticamente como un bloque para crear una especie de “etiqueta de identificación digital” del contenido del bloque. Esta “etiqueta” ocupa unos 20 bytes adicionales, que el encodificador anexa a la cola del paquete original de 187 bytes. Estos 20 bytes son conocidos como los bytes Reed-Solomon de paridad.

The DTV receiver compares the received 187-byte block to the 20 parity bytes in order to determine the validity of the recovered data. If errors are detected, the receiver determines that the “ID tag” no longer corresponds to the packet and searches for a similar packet (i.e. with only a few bit positions changed) that matches the received tag.

El receptor DTV compara los 187 bytes del bloque recibido con los 20 bytes de paridad para verificar la validez de los dados recuperados. Si se detectan errores, el receptor determina que la “etiqueta” no corresponde al paquete y busca uno parecido (con unos pocos bits cambiados) que mejor corresponda a la etiqueta recibida.

This is somewhat like the license plate on automobiles: An eyewitness describes the car driven by bank robber as being a red 1999 Toyota, license plate ABC123. The police database has no record of a 1999 Toyota with a plate matching (or even similar to) ABC123. There is, however, a record of a red 1999 Nissan with license plate ABC123. The logical conclusion is that the eyewitness mistook one type of car for another very similar type of car. The search is on for a red 1999 Nissan. The Reed-Solomon decoder in the DTV receiver performs a similar operation by comparing parity bytes to determine the most likely transmitted packet.

Esto es como la placa de un automóvil: Un testigo reporta que el auto conducido por un ladrón fue un Toyota 1999 rojo con placas ABC123. La base de datos de la policía no tiene récord de un Toyota 1999 con placas de ABC123 (…o siquiera parecida a esa combinación). Hay, sin embargo, récord de un Nissan 1999 rojo con placas ABC123. La conclusión lógica es que el testigo se equivocó confundiendo una marca de carro con otra muy similar. La policía se pone a buscar un Nissan 1999 rojo. El decodificador Reed-Solomon hace algo parecido en receptor, comparando los bytes de paridad para seleccionar el paquete transmitido con la mayor probabilidad.

Unfortunately, this type of error correction has its limits. The greater the discrepancy between the Reed-Solomon bytes and the packet at the receiving end, the greater the chance of error in matching the correct ID tag to the correct packet. Continuing with the car analogy: What if license plate ABC123 belonged to a red pick-up truck? …or a green SAAB? …or something completely different, such as a silver SUV? These vehicles are not as easily mistaken for a red Toyota. Maybe the eyewitness is mistaken about the license plate number, instead (?). At some point, the ambiguity becomes too great to draw a reasonable conclusion as to the correct vehicle.

Desafortunadamente, este tipo de corrección de errores tiene su límite. Mientras mayor es la diferencia entre los bytes Reed-Solomon y el paquete a recibirse, mayor es la probabilidad de error al tratar de juntar la etiqueta correcta con el paquete correcto. Siguiendo con la analogía de autos: ¿Qué tal si la placa ABC123 correspondiera a una camioneta roja? … ¿o un SAAB verde? ... ¿o algo completamente diferente como un SUV color plata? Estos vehículos no se confunden fácilmente con un Toyota rojo. ¿Tal vez, el testigo se equivocó de placa? Más allá de un cierto límite, es demasiada la ambigüedad para llegar a una conclusión razonable en cuanto a la identidad del vehículo correcto.

The Reed-Solomon coding scheme used in DTV can correct up to 10 byte errors per packet. If too many byte errors are present in a given packet, the receiver can no longer find a suitable match for the parity tag with a sufficient level of certainty. The validity of the data can no longer be confirmed,

El esquema de codificación Reed-Solomon utilizado en la DTV puede corregir hasta diez bytes erróneos por paquete. Si hay demasiado errores de byte en un cierto paquete dado, el receptor no puede encontrar una pareja para la etiqueta de paridad con un nivel suficiente de certeza. La validez de los

and the entire MPEG-II packet must be discarded.

datos no puede ser confirmada y se tiene que desechar el paquete MPEG-II completo.

DATA INTERLEAVER The data interleaver scrambles the sequential order of the data stream and disperses the MPEG-II packet data throughout time (over a range of about 4.5 msec through the use of memory buffers) in order to minimize the transmitted signal’s sensitivity to burst type interference. The data interleaver then assembles new data packets incorporating tiny fragments from many different MPEG-II (pre-interleaved) packets. These reconstituted data packets are the same length as the original MPEG-II packets: 207 bytes (after Reed-Solomon coding).

INTERFOLIADOR DE DADOS El interfoliador de datos embrolla el orden secuencial del flujo de datos y dispersa el paquete de datos MPEG en tiempo (sobre un rango de más o menos 4,5 msec, por medio de buffers de memoria) para minimizar la sensibilidad de la señal transmitida a las interferencias de disparo. El interfoliador de datos luego construye paquetes nuevos, incorporando los fragmentos pequeños de muchos paquetes MPEG-II diferentes (pre-interfolidados). Estos paquetes reconstituidos tienen la misma duración que los paquetes MPEG-II originales: 207 bytes (después de la codificación Reed-Solomon).

This is the equivalent of spreading all of your eggs (bytes) over many different (time) baskets. If a noise burst punches a hole in the signal during propagation and “one basket” is lost (i.e. several milliseconds), many different MPEG-II packets lose one egg instead of one MPEG-II packet losing all of its eggs. This is known as time diversity. If each packet only loses a tiny number of bytes, the Reed-Solomon decoder in the DTV receiver is able to correct the errors and recover the data, as described in the preceding section.

Esto es como la estrategia de no poner todos los huevos en la misma canasta. Si un disparo de ruido hace un agujero a la señal y se pierde “una canasta” (esto es, unos milisegundos), muchos paquetes MPEG-II pierden un huevo en lugar de que un solo paquete MPEG-II pierda todos. Esto es conocido como diversidad de tiempo. Si la pérdida se limita a unos pocos bytes por paquete, el decodificador Reed-Solomon puede corregir los errores y recuperar los datos perdidos, tal como fue descrito en la sección anterior.

Data interleaving is done according to a known pattern; the process is reversed in the receiver in order to recover the proper data order.

La interfoliación de datos se hace de acuerdo con un patrón conocido. El proceso se invierte en el receptor para recuperar el orden correcto de los datos.

TRELLIS ENCODER Trellis coding is yet another form of forward error correction. Unlike Reed-Solomon coding, which treated the entire MPEG-II packet simultaneously as a block, trellis coding is an evolving code that tracks the progressing stream of bits as it develops through time. Accordingly, Reed-Solomon coding is known as a block code, while trellis coding is a convolutional code.

CODIFICADOR TRELLIS La codificación trellis (o de celosía) es otra forma más de la corrección progresiva de errores. A diferencia de la codificación Reed-Solomon, que procesa simultáneamente el paquete completo MPEG-II como un bloque, la codificación trellis es un código evolucional que rastrea el flujo de bits a medida que transcurre el tiempo. Consecuentemente, la codificación Reed-Solomon es conocida como un código bloque, mientras que la codificación trellis es una forma de código convolutional.

For trellis coding, each 8-bit byte is split up into a stream of four, 2-bit words. In the trellis coder, each 2-bit word that arrives is compared to the history of previous 2-bit words. A 3-bit binary code is mathematically generated to describe the transition from the previous 2-bit word to the current one1. These 3-bit codes are substituted for the original 2-bit words and transmitted over-the-air as the eight level symbols of 8-VSB (3 bits = 23 = 8 combinations or levels). For every two

Para la codificación trellis, cada byte de ocho bits se divide para formar un flujo de cuatro palabras de dos bits cada una. En el codificador trellis, cada palabra de 2-bits a la entrada es comparada con la historia de las palabras de 2-bits anteriores1. Se genera matemáticamente un código binario de tres bits para describir la transición de la última palabra de 2-bits a la actual. Estos códigos de 3-bits reemplazan las palabras de 2-bits originales y son transmitidos al aire como

1 The trellis coder in the DTV system actually leapfrogs ahead twelve symbols at a time to determine the next symbol transition. There are then twelve different trellis codes operating in parallel (e.g. symbol 0 links with symbols 12, 24, 36…. symbol 1 links with symbols 13, 25, 37… symbol 2 links with symbols 14, 26, 38… etc.). This is yet another form of interleaving and offers some additional protection against burst-type noise. This scheme was designed to work well in conjunction with an NTSC interference rejection filter in the receiver that makes use of a twelve-symbol tapped delay line. 1 En realidad, el codificador trellis del sistema DTV salta adelante doce símbolos a la vez para determinar la próxima transición de símbolo. Hay entonces doce codificadores trellis operando en paralelo (e.g. el símbolo 0 se vincula con los símbolos 12, 24, 36, …el símbolo 1 se vincula con los símbolos 13, 25, 37 …el símbolo 2 se vincula con los símbolos 14, 26, 38, …etc. ). Esta es otra forma más de interfoliación y ofrece una protección adicional contra los disparos de ruido. Este esquema fue diseñado para operar en conjunto con un filtro de rechazo de interferencia NTSC en el receptor que hace uso de una línea de retardo de doce símbolos.

bits that go into the trellis coder, three bits come out. For this reason, the trellis coder in the 8-VSB system is said to be a 2/3-rate coder.

los símbolos de ocho niveles del 8-VSB. (3 bits = 23 = 8 combinaciones o niveles). Por cada dos bits que entran al codificador trellis, salen tres. Por esta razón, se dice que el codificador trellis del sistema 8-VSB es un codificador de relación-2/3.

The trellis decoder in the receiver uses the received 3-bit transition codes to reconstruct the evolution of the data stream from one 2-bit word to the next. In this way, the trellis decoder follows a “trail” as the signal moves from word to word. The power of trellis coding lies in its ability to track a signal’s history through time and discard potentially faulty information (errors) based on a signal’s past and future behavior.

El decodificador trellis del receptor utiliza los códigos de transición de 3-bits para reconstruir la evolución del flujo de datos de una palabra de 2-bits a la siguiente. De esta manera, el decodificador trellis sigue la “pista” (o trayectoria) del flujo de datos mientras pasa de palabra a palabra. El poder de la codificación trellis reside en su capacidad de rastrear la historia de la señal y descartar una información potencialmente falsa (errónea) a base del comportamiento pasado y futuro de la misma.

This is somewhat like charting someone’s travels by checking their travel itinerary. Imagine that a travel agent issues a travel itinerary for a trip to India. The itinerary calls for the following flights:

Esto es algo así como rastrear los recorridos de un viajero a través de su itinerario de viaje. Imagínese este itinerario ficticio para un viaje a la India. El itinerario indica los vuelos siguientes:

UNITED FLT 100 Los Angeles – New York UNITED FLT 010 New York – Paris AMERICAN FLT 111 Paris – Bombay

UNITED FLT 100 Los Angeles – Nueva York UNITED FLT 010 Nueva York – París AMERICAN FLT 111 París – Bombay

However, a check of the master route schedules for the various airlines shows that there is no flight UNITED 100 from Los Angeles to New York, nor is there a flight UNITED 010 from New York to Paris. There are, however, flights on Delta Airlines matching these numbers from Los Angeles to Newark to Paris. The conclusion: Someone mistook New York for Newark and United for Delta. The trellis decoder in DTV receiver performs a similar function by using the 3-bit transition codes (transmitted as 8-level symbols) to reconstruct the signal trajectory from each 2-bit word to the next. When some of the 3-bit transition codes are corrupted during transmission resulting in illegal “transition-destination” combinations (“non-existent flights”), the trellis decoder will consider several alternative signal trails, to find the most likely candidate.

Sin embargo, al revisar los horarios de vuelo de varias aerolíneas, se descubre que no hay un vuelo UNITED 100 de Los Angeles a New York. Además, tampoco hay un vuelo UNITED 010 de Nueva York a París. Mas, sin embargo, hay vuelos en la aerolínea Delta con estos números que van desde Los Angeles a Newark y de ahí a París. La conclusión: Alguien confundió Nueva York con Newark y United con Delta. El decodificador trellis en el receptor DTV hace una operación parecida, usando los códigos de transición de 3-bits (transmitidos como símbolos de ocho niveles) para reconstruir la trayectoria de señal de una palabra de 2-bits a la próxima. Cuando se corrompen algunos de los códigos de 3-bits en la transmisión, dando como resultado unas combinaciones ilegales de “transición – destinación” (“vuelos no existentes”), el decodificador trellis considerará algunas pistas alternativas de señal para encontrar el candidato con la mayor probabilidad de ser el verdadero.

SYNC & PILOT INSERTION The next step in the signal processing chain is the insertion of the various “helper” signals that aid the DTV receiver to accurately locate and demodulate the transmitted RF signal. These are the ATSC pilot, segment sync, and field sync. The pilot and sync signals are inserted after the randomization and error coding stages so as not to destroy the fixed time and amplitude relationships that these signals must possess to be effective.

INSERCION DE LA PILOTO Y LOS SINCRONISMOS El próximo paso en la cadena de procesamiento de la señal es la inserción de las varias señales “auxiliadoras” que ayudan al receptor DTV a localizar y demodular correctamente la señal de RF transmitida. Estas son la piloto ATSC, las sincronías de segmento y de campo. Se insertan la piloto y las sincronías después de las etapas de embrollamiento y codificación FEC para no destruir las relaciones fijas en amplitud y tiempo que estas señales necesitan para que sean eficaces.

Recovering a clock signal in order to decode a received waveform has always been a tricky proposition in digital RF communications. If we derive the receiver clock from the recovered data, we have a sort of “chicken and egg” dilemma. The data must be sampled by the receiver clock in order to be accurately recovered. The receiver clock itself must be generated from accurately recovered data. The resulting clocking system quickly “crashes” when the noise or

El recuperar una señal de reloj para poder decodificar una forma de onda recibida siempre ha sido un propósito difícil en el mundo de las comunicaciones digitales. Si derivamos el reloj del receptor desde los datos recuperados, tenemos una especie de dilema del “huevo y de la gallina.” Los datos tienen que ser muestreados por el reloj del receptor para ser recuperados correctamente. El reloj del receptor, por sí mismo, tiene que ser generado desde los datos recuperados.

interference level rises to a point that significant data errors are received.

El sistema de reloj resultante falla fácilmente cuando el nivel de ruido o de interferencia sube a tal punto que se reciba una cantidad significativa de errores de datos.

When NTSC was invented, the need was recognized to have a powerful sync pulse that rose above the rest of the RF modulation envelope. In this way, the receiver synchronization circuits could still “home in” on the sync pulses and maintain the correct picture framing - even if the contents of the picture were a bit snowy. (Everyone saw the need for this except the French; sync in France is the weakest part of the signal – être comme le reste du monde, ça serait trop facile, quoi). NTSC also benefited from a large residual visual carrier (caused by the DC component of the modulating video) that helped TV receiver tuners zero in on the transmitted carrier center frequency.

Cuando el NTSC fue inventado, se previó la necesidad de tener un pulso de sincronía fuerte que estuviera por encima del resto la envolvente de modulación. De esta manera, los circuitos de sincronización del receptor podrían enganchar los pulsos de sincronía y mantener el tramaje correcto, aun cuando el contenido de imagen estuviera un poco nevoso. (Todo el mundo vio la necesidad de esto, menos los franceses; la sincronía allá es la parte más débil de la señal – être comme le reste du monde, ça serait trop facile, quoi). El sistema NTSC también beneficiaba del una gran portadora residual de vídeo (causado por el componente CD del vídeo modulante) que ayudaba a los receptores a engancharse en la frecuencia central de la portadora transmitida.

8-VSB employs a similar strategy of sync pulses and residual carriers that allows the DTV receiver to “lock” onto the incoming signal and begin decoding, even in the presence of heavy ghosting and high noise levels.

El 8-VSB utiliza una estrategia parecida de pulsos de sincronía y de portadora residual que ayuda al receptor DTV a engancharse a la señal entrante y comenzar la decodificación, aun con la presencia de fantasmas fuertes o altos niveles de ruido.

The first “helper” signal is the ATSC pilot. Just before modulation, a small DC shift is applied to the 8-level baseband signal (which was previously centered about zero volts with no DC component). This causes a small residual carrier to appear at the zero frequency (unmodulated carrier) point of the resulting modulated spectrum. This is the ATSC pilot. The pilot gives the RF PLL circuits in the DTV receiver something to lock onto that is independent of the transmitted data. Although similar in nature, the ATSC pilot is much smaller than the NTSC visual carrier, consuming only 0.3 dB or 7 percent of the transmitted power.

La primera señal “ayudante” es la piloto ATSC. Justo antes de la modulación, se le agrega a la señal de ocho niveles de banda base un pequeño offset de CD. (La señal de banda base era simétrica alrededor de cero voltios anteriormente). Esto hace que aparezca una pequeña portadora residual al punto de frecuencia cero (esto es, de la portadora no modulada) del espectro modulado resultante. Esta es la piloto ATSC. La piloto les da a los circuitos PLL del receptor algo sobre el cual engancharse que sea independiente de los datos transmitidos. Aunque similar en naturaleza, la piloto ATSC es mucho más pequeña que la portadora de vídeo en el NTSC, consumiendo solo 0.3 dB o el siete por ciento de la potencia transmitida.

The other “helper” signals are the ATSC segment and field syncs. An ATSC data segment is comprised of the 207 bytes of an interleaved data packet. After trellis coding, the 207-byte segment has been stretched out into a stream of 828 eight-level symbols. The ATSC segment sync is a four-symbol pulse that is added to the front of each data segment and replaces the missing first byte (packet sync byte) of the original MPEG-II data packet. The segment sync appears once every 832 symbols and always takes the form of a positive-negative-positive pulse swinging between the +5 and -5 signal levels (see Figure 2)2. Correlation circuits in the 8-VSB receiver home in on the repetitive nature of the segment sync, which is contrasted against the background of pseudo-random data (Remember the data randomizer processing stage). The recovered segment sync is used by the receiver to regenerate the system clock and sample the received signal. Because of their high frequency of repetition, large

Las otras señales “ayudantes” son las sincronías de segmento y de campo ATSC. El segmento de datos ATSC contiene los 207 bytes del paquete de datos interfoliado. Después de la codificación trellis, el segmento de 207 bytes se ha alargado a un flujo de 828 símbolos de ocho niveles. La sincronía de segmento ATSC es un pulso de cuatro símbolos que se le agrega al comienzo de cada segmento de datos y que reemplaza el ausente byte inicial del paquete MPEG-II original (byte de sincronía de paquete). La sincronía de segmento aparece una vez cada 832 símbolos y siempre toma la forma de un pulso positivo-negativo-positivo que brinca entre los niveles +5 y -5 (véase la Figura 2)2. Los circuitos de correlación en el receptor se enganchan en el comportamiento repetitivo de la sincronía de segmento, que contrasta fácilmente contra el fondo de datos psuedo-aleatorios (Recuérdese la etapa de procesamiento de embrollamiento de datos). El receptor utiliza la sincronía de

2 The numerals {-7, -5, -3, -1, 1, 3, 5, 7} are used to represent the eight symbol levels. These are the eight smallest integer values that are both equally spaced and centered about zero. When modulation takes places, these numbers are proportional to eight levels of signal voltage. That is, they represent voltage, as opposed to power. 2 Se usan los numerales {-7, -5, -3, -1, 1, 3, 5, 7} para representar los ocho niveles de símbolo. Estos son los ocho valores integrales menores que sean tanto equidistantes entre sí como centrados alrededor de cero. Cuando se hace la modulación, estos números son proporcionales a ocho niveles de voltaje de señal. Eso es, estos no representan poder, sino voltaje.

signal level swing, and extended duration, the segment syncs are easy for the receiver to spot. Consequently, accurate clock recovery can be had at noise and interference levels well above those where data recovery is impossible (up to 0 dB SNR - data recovery requires at least 15 dB SNR). This robust synchronization system, along with ATSC pilot, allows the DTV receiver to recover lock-up quickly during channel changes and other transient conditions. Figure 2 shows the make-up of the ATSC data segment and the position of the ATSC segment sync.

segmento recuperada para regenerar el reloj del sistema y muestrear la señal recibida. Debido a su alta frecuencia de repetición, su gran excursión de nivel y duración extendida, las sincronías de segmento son fáciles de encontrar por el receptor. Consecuentemente, la recuperación correcta del reloj es posible a niveles de interferencia muy arriba de las cuales en que la recuperación de datos es imposible. (Hasta 0 dB de S/R – la recuperación de los datos exige por lo menos 15 dB de S/R). Este sistema robusto de sincronización, junto con la piloto, le permite al receptor encontrar enganche rápidamente durante los cambios de canal y otras condiciones transitorias. La Figura 2 muestra el contenido del segmento de datos ATSC y la posición de la sincronía de segmento ATSC.

FIGURE 2: ATSC BASEBAND DATA SEGMENT

FIGURA 2: SEGMENTO DE DATOS DE BANDA BASE ATSC

An ATSC data segment is roughly analogous to an NTSC line; ATSC segment sync is somewhat like NTSC horizontal sync. Their duration and frequencies of repetition are, of course, completely different. Each ATSC segment sync lasts 0.37 µsec; NTSC sync lasts 4.7 µsec. An ATSC data segment lasts 77.3 µsec, an NTSC line 63.6 µsec. A careful inspection of the numbers involved reveals that the ATSC segment sync is somewhat more “slender” when compared to its NTSC counterpart. This is done to maximize the active data payload and minimize the time committed to sync “overhead.”

Un segmento de datos ATSC corresponde más o menos a una línea NTSC; la sincronía de segmento ATSC es algo así como la sincronía horizontal en el NTSC. Por supuesto, las duraciones y frecuencias de repetición de cada señal son completamente diferentes. Cada sincronía de segmento ATSC dura 0,37 µseg. ; la sincronía NTSC dura 4.7 µseg. Un segmento de datos ATSC dura 77.3 µseg. ; una línea NTSC dura 63.6 µseg. Una inspección cuidadosa de los valores citados revela que la sincronía de segmento ATSC es algo más “estrecho” que su equivalente NTSC. Esto se hizo para maximizar la carga de datos activos y minimiza el tiempo dedicado a la “carga auxiliar” de sincronía.

Three hundred and thirteen consecutive data segments are combined to make a data field. Figure 3 shows the make-up of an ATSC data field. The ATSC field sync is an entire data segment that is repeated once per field (24.2 msec) and is roughly analogous to the NTSC vertical interval.3 The ATSC field sync has a known data symbol pattern of positive-negative pulses and is used by the receiver to eliminate signal ghosts caused by poor reception. This is done by comparing the received field sync with errors against the known field sync sequence before transmission. The resulting error vectors are used to adjust the taps of the receiver ghost-canceling equalizer. Like segment syncs, the large signal level swing and repetitive nature of field syncs allow them to be successfully recovered at very high noise and interference

Trescientos trece segmentos de datos consecutivos forman un campo de datos. La Figura 3 muestra la composición de un campo de datos ATSC. La sincronía de campo ATSC es un segmento entero que se repite una vez por campo (24.2 mseg. ) y que corresponde más o menos al intervalo vertical en el NTSC.3 La sincronía de campo ATSC tiene un patrón conocido de símbolos en la forma de pulsos postivos-negativos repetitivos y es usada por el receptor para eliminar los fantasmas causados por la recepción deficiente. Esto se hace comparando la sincronía de campo recibida con errores contra la secuencia conocida de la sincronía de campo antes de la transmisión. Los vectores de error resultantes son utilizados para ajustar los taps (controles) de un ecualizador anti-fantasma en el receptor. Como en el caso de la sincronía

3 Note, however, that unlike NTSC, the ATSC syncs do not play any role in the framing of the displayed image on the receiver picture tube. This information is encoded digitally as part of the MPEG packet address information. 3 Nótese, sin embargo, que a diferencia del NTSC, las sincronías ATSC no desempeñan ningún papel en el tramaje de la imagen proyectada en la pantalla del receptor. Esa información se codifica digitalmente como parte de la información de dirección en los paquetes MPEG.

levels (up to 0 dB SNR).

de segmento, su gran excursión de nivel y su naturaleza repetitiva hace que la sincronía de campo pueda recuperarse a niveles muy altos de ruido e interferencia (hasta 0 dB de S/R).

FIGURE 3: ATSC BASEBAND DATA FIELD At the end of each field sync segment, the last twelve symbols from the last active data segment are repeated to restart the trellis decoder in the receiver.

FIGURA 3: CAMPO DE DATOS DE BANDA BASE ATSC Al final de cada segmento de sincronía de campo, se repitan los últimos doce símbolos del último segmento activo para reiniciar el decodificador trellis en el receptor.

The robustness of the segment and field syncs permits accurate clock recovery and ghost-canceling operation in the 8-VSB receiver, even when the active data payload is completely corrupted by poor reception conditions. This allows the adaptive ghost-canceling equalizer to “hunt around in the mud” and recover a useable signal before the data payload has been successfully decoded - thus eliminating the “chicken and egg dilemma” described earlier.

La robustez de las sincronías de segmento y de campo hace posible la recuperación del reloj y la cancelación de fantasmas en el receptor 8-VSB, aun cuando la carga de datos activos es completamente corrompida por condiciones pobres de recepción. Esto le deja al ecualizador adaptivo anti-fantasmas buscar en el “fango” para encontrar una señal útil antes de que se logre la decodificación exitosa de la carga de datos, eliminando así el dilema del “huevo y de la gallina” mencionado anteriormente.

AM MODULATION The eight-level baseband DTV signal, with syncs and DC pilot shift added, is then amplitude modulated onto an intermediate frequency (IF) carrier. This creates a large, double sideband IF spectrum about the carrier frequency, as is shown in Figure 5. The occupied bandwidth of this IF signal is far too wide to be transmitted in the assigned six MHz RF channel. Fortunately, there are tricks that can be employed to filter away a large part of this spectrum without destroying any of the vital digital information.

MODULACION DE AMPLITUD La señal DTV de banda base con ocho niveles, con las sincronías y el offset de CD de la piloto ya agregados, es luego modulada sobre una portadora de frecuencia intermedia (FI). Esto produce un amplio espectro de FI de doble banda lateral alrededor de la frecuencia portadora, como se muestra en la Figura 5. El ancho de banda de esta señal de FI es demasiado grande para que se pueda transmitir dentro del canal de RF asignado de seis megahertz. Afortunadamente, hay trucos que se pueden emplear para eliminar por filtraje una gran parte de este espectro, sin que se destruya nada de la información vital digital.

A simple inspection of Figure 5 reveals the high degree of redundancy in the double sideband IF spectrum. The various sidelobes are simply scaled copies of the center spectrum, and the entire lower sideband is a mirror image of the upper sideband. This makes it possible to discard almost the entire lower sideband and all of the sidelobes in the upper sideband without any loss of information. The remaining signal (upper half of the center spectrum) can be further cut in half by virtue of the Nyquist Theorem, which states that only a ½ frequency bandwidth is required to transmit a digital signal at a given sampling rate.4

Una breve inspección de la Figura 5 revela el alto grado de redundancia en el espectro de FI de doble banda lateral. Los diversos lóbulos laterales son simplemente unas copias a escala del espectro central, y la banda lateral inferior es una copia invertida de la banda lateral superior. Esto hecho hace posible la casi completa eliminación de la banda lateral inferior y todos los lóbulos laterales de la banda lateral superior, sin que se pierda información. La parte restante de la señal (la mitad superior del espectro central) puede ser dividida en dos, gracias al teorema de Nyquist, que dice que para transmitir una señal digital con una cierta taza en

4 Reverse the logical order of this statement and you have the principal behind the minimum “2x frequency response” sampling rate for CD players and other digital audio devices.

bits/segundo, es preciso tener solo la mitad de ese valor en ancho de banda en Hertz.4

The job of trimming the double-sideband IF spectrum down to size falls to the next processing stage, the Nyquist filter.5

La tarea de cortar el espectro de FI de doble banda lateral a un tamaño reducido cae en la próxima etapa de procesamiento, el filtro Nyquist.5

FIGURE 4: BASEBAND EIGHT LEVEL SIGNAL IS AM MODULATED ONTO IF CARRIER Top: The eight level baseband signal at the end of a field sync segment. The light gray traces in the background show the history of the signal. Bottom: A (different) field sync segment after AM modulation onto the IF carrier. Note how the modulated envelope is not symmetrical about the zero carrier. For example: the alternating +5 and –5 symbols to the left do not have same absolute RF envelope amplitude after modulation. A small DC shift is added to the baseband signal before modulation. This creates a small residual pilot carrier at the unmodulated carrier frequency.

FIGURA 4: SENAL DE BANDA BASE DE OCHO NIVELES SE MODULA EN AMPLITIUD SOBRE LA PORTADORA DE FI Arriba: La señal de banda base al final de un segmento de sincronía de campo. Los trazados de color gris claro muestran la historia de la señal. Abajo: Otro segmento de sincronía de campo después de la modulación AM de la portadora de FI. Nótese como la envolvente modulada no es simétrica sobre el punto de portadora cero. Por ejemplo: Los símbolos alternantes de +5 y –5 a la izquierda no tienen la misma amplitud absoluta de envolvente de RF después de la modulación. Se le agrega un pequeño offset de CD a la señal de banda base antes de la modulación. Esto hace que una pequeña piloto residual aparezca a la frecuencia de la portadora no modulada.

4 Invierta el orden de esta frase y tendrá el principio por atrás de la taza de muestreo de (al mínimo) “2x respuesta de frecuencia” en los lectores de CD y otros equipos de sonido digital. 5 There are several different ways to implement the AM modulation, VSB filtering, and pilot insertion stages of the 8-VSB exciter; some of which are completely digital and involve direct digital synthesis of the required waveforms. All methods aim to achieve the same results at the exciter output. This particular arrangement was chosen in the interest of providing a clear, easily understandable signal flow diagram. Note: The Harris CD series of 8-VSB exciters employs all-digital signal synthesis. 5 Hay varias maneras de implementar las etapas de modulación AM, filtraje VSB (BLU), e inserción de la piloto en un excitador 8-VSB; algunas de las cuales siendo completamente digitales e involucrando la síntesis directa en formato digital de las formas de ondas requeridas. Todas obtienen los mismos resultados a la salida del excitador. El método de generación delineado en este artículo fue escogido gracias a su diagrama de flujo señal claro y fácil de comprender. Nótese: La serie CD de excitadores 8-VSB de la Harris utiliza la síntesis directa de la señal, completamente en formato digital.

FIGURE 5: DOUBLE SIDEBAND SPECTRUM CREATED BY AM MODULATION The double sideband RF spectrum created by the AM modulation of the baseband signal onto the IF carrier is far too wide to fit into the six MHz RF channel.

FIGURA 5: ESPECTRO DE DOBLE BANDA LATERAL CREADO POR MODULACION AM El espectro de RF de doble banda lateral creado por la modulación en amplitud de la señal de banda base en la portadora de FI es demasiado ancho para caber en el canal de RF de seis MHz.

NYQUIST FILTER As a result of the data overhead added to the signal stream in the form of forward error correction coding and sync insertion, the total data rate of the signal stream balloons from 19.39 Mbit/sec at the exciter input to 32.28 Mbit/sec at the output of the trellis coder. Since three bits are transmitted in each 8-level symbol, the resulting symbol rate is 32.28 Mb / 3 = 10.76 Million symbols/sec. By virtue of the Nyquist Theorem, it is possible to transmit 10.76 Million symbols/sec in a vestigial sideband signal (VSB)6 with a minimum frequency bandwidth of ½ * 10.76 MHz = 5.38 MHz. Since the allotted channel bandwidth is 6 MHz, it is possible to relax the steepness of the VSB filter skirts slightly and still fall within the 6 MHz channel. This permissible excess bandwidth (represented by, the Greek letter alpha) is 11.5% for the ATSC 8-VSB system. That is, 5.38 MHz (minimum bandwidth per Nyquist) + 620 kHz (11.5% excess bandwidth) = 6.00 MHz (channel bandwidth used). The higher the alpha factor used, the easier the hardware implementation is, both in terms of filter requirements and clock precision for sampling.

FILTRO NYQUIST Como resultado de la adición de los datos auxiliares de la codificación FEC y las sincronías, la taza total de datos sube desde 19.39 Mbit/seg. a la entrada del excitador a 32.28 Mbit/seg. a la salida del encodificador trellis. Ya que tres bits son transmitidos en cada símbolo de ocho niveles, la taza de símbolos resultante es de 32.28 Mb / 3 = 10.76 Millones de símbolos/seg. Gracias al teorema Nyquist, se pueden transmitir 10.76 Millón símbolos/seg. en una señal de banda lateral única (VSB)6 con un ancho de banda mínimo de ½ * 10.76 MHz = 5.38 MHz. En vista de que el canal otorgado tiene un ancho de banda de 6 MHz, es posible reducir la brusquedad de la pendiente del filtro VSB y todavía caer dentro del canal de 6 MHz. El exceso de ancho de banda permitido (representado por α, la letra griega alpha) es de 11.5% para el sistema 8-VSB ATSC. Esto es, 5.38 MHz (ancho de banda mínimo por Nyquist) + 620 kHz (11.5% exceso de ancho de banda) = 6.00 MHz (ancho de banda usado por el canal). Mientras mayor sea el factor de alpha utilizado, más fácil será la realización de los equipos, tanto desde el punto de vista del diseño del filtro como de la precisión necesaria del reloj para el muestreo.

The resulting frequency response after the Nyquist VSB filter is shown in Figure 6. Note how the 8-VSB format, like traditional NTSC, uses a vestigial sideband approach to conserve spectrum space. Unlike NTSC, however, 8-VSB takes this concept to greater extremes: the lower RF sideband is almost completely removed.

En la Figura 6 se muestra la respuesta de frecuencia después del filtro Nyquist. Nótese como el formato 8-VSB, tal como el NTSC tradicional, utiliza una técnica de banda lateral única para conservar el espacio de espectro. A diferencia del NTSC, el 8-VSB lleva este concepto más al extremo: la banda lateral inferior está casi completamente ausente.

6 Note: 8-VSB = 8 level - Vestigial Side Band 6 Nótese: 8-VSB = 8 niveles – Banda Lateral Única (VSB en inglés)

FIGURE 6: 8-VSB RF FREQUENCY SPECTRUM Note presence of ATSC pilot at lower edge of channel. The lower sideband (below pilot frequency) is almost completely removed.

FIGURA 6: ESPECTRO DE FRECUENCIA RF DEL 8-VSB Nótese la presencia de la piloto al borde inferior del canal. Se ha eliminado casi por completo la banda lateral inferior (el área por debajo de la frecuencia piloto)

This virtual elimination of the lower sideband, along with the narrowband filtering of the upper sideband, creates very significant changes in the RF waveform that is ultimately transmitted. The 8-VSB IF envelope undergoes a transformation and loses the neat, “8-level stairstep” appearance it had before filtering. The train of “squared-off” symbol pulses that made up the double sideband IF signal is modified by the impulse response of the narrowband Nyquist filter. This is shown in Figure 7.

La eliminación casi total de la banda lateral inferior, combinada con el filtraje a banda estrecha de la banda lateral superior, provoca cambios significativos en la forma de onda de RF transmitida. La envolvente de FI 8-VSB experimenta una transformación y pierde la apariencia nítida de “escalera de ocho niveles” que tenía antes del filtro. El tren de pulsos de símbolo cuadrados que formaba la señal de FI de doble banda lateral es modificado por la respuesta de impulso del filtro Nyquist de banda estrecha. Esto se muestra en la Figura 7.

FIGURE 7: EFFECT OF NYQUIST FILTER ON 8-VSB IF ENVELOPE Top: Double sideband IF envelope before Nyquist filtering. Bottom: The same IF signal after Nyquist filtering. The squared-off transitions are lost and the envelope acquires a noise-like appearance.

FIGURA 7: EFECTO DEL FILTRO NYQUIST SOBRE LA ENVOLVENTE DE FI DEL 8-VSB Arriba: La envolvente de FI de doble banda lateral antes del filtro Nyquist. Abajo: La misma señal después del filtro Nyquist. Se han perdido las transiciones cuadradas y la envolvente adquiere una apariencia parecida al ruido.

After considering Figure 7, the natural reaction is to ask, “What happened to the eight levels?” and to wonder if all of the information contained in those eight levels has been lost forever. The answer is no; the following paragraphs explain why:

Después de considerar la Figura 7, es natural preguntarse, ¿Qué pasó con los ocho niveles? …y preguntarse si la información contenida en dichos niveles se ha perdido para siempre. La respuesta es no; se explica porque en los párrafos siguientes.

As any video or transmitter engineer knows, when a square signal pulse is frequency band-limited, it will lose its square edges and “ring” (oscillate) in time before and after the initial pulse. For the 8-level 8-VSB signal, this would spell disaster as the pre- and post-ringing from one symbol pulse would interfere with the preceding and following pulses, thereby distorting their levels and disrupting their information content.

Como sabe cualquier ingeniero de vídeo o de transmisor, cuando se filtra un pulso cuadrado para limitar su banda de frecuencias, se ablandan los bordes cuadrados del mismo y el pulso se pone a oscilar en tiempo tanto antes como después del pulso inicial. Para la señal 8-VSB, esto sería un desastre, ya que la pre y post-oscilación de un símbolo les causará problemas a los otros símbolos anteriores y siguientes, distorsionando así sus niveles y trastornando su contenido de información.

Fortunately, there is still a way to transmit the 8-VSB symbol pulses if we observe that the eight-level information is only recognized during the precise instant of sampling in the receiver. At all other times, the symbol pulse amplitude is unimportant and can be modified in any way we please -- so long as the amplitude at the precise instant of sampling still assumes one of the required eight amplitude levels.

Afortunadamente, todavía hay una manera de transmitir los pulsos de símbolo 8-VSB, si notamos que la información de ocho niveles es únicamente reconocida en el instante preciso de muestreo en el receptor. El resto del tiempo, la amplitud del pulso de símbolo no es importante y puede modificarse de cualquier modo que nos guste – siempre que la amplitud en el instante preciso de muestreo alcance uno de los ocho niveles requeridos.

If the narrowband frequency filtering is done correctly according to the Nyquist Theorem, the resulting train of symbol pulses will be orthogonal. This means that at each precise instant of sampling, only one symbol pulse will contribute to the final RF envelope waveform; all preceding and following symbol pulses will be experiencing a zero crossing in their amplitude at that point in time. This is shown in Figure 8. In this way, when the receiver clock samples the RF waveform, the recovered voltage will represent only the current symbol’s amplitude (one of the eight possible levels).7

Si se hace el filtraje de banda estrecha correctamente, según el teorema de Nyquist, el tren resultante de pulsos de símbolo será ortogonal. Esto significa que a cada instante preciso de muestreo, únicamente un pulso de símbolo contribuirá a la forma de onda de RF final; todos los pulsos de símbolo anteriores y subsecuentes experimentarán un cruce de cero en sus amplitudes en aquel punto de tiempo. Esto se muestra en la Figura 8. De esta forma, cada vez que el reloj del receptor muestrea la forma de onda de RF, el voltaje recuperado representará únicamente la amplitud del símbolo actual (uno de los ocho niveles posibles).7

7 A subtle clarification: The 8-VSB system actually employs a matched pair of Nyquist filters – one in the exciter (to reduce transmitted bandwidth), another in the receiver (to eliminate adjacent channel interference). Each Nyquist filter provides one-half of the orthogonal impulse response described above. i.e. The rolloff in each filter is “half-strength.” The effect shown in Figure 8, therefore, does not fully exist when the RF signal is transmitted, but rather only after it is filtered for a second time in the receiver. 7 Una aclaración sutil: En realidad, el sistema 8-VSB tiene un par de filtros Nyquist emparejados – uno en el excitador (para reducir el ancho de banda transmitido) y el otro en el receptor (para eliminar la interferencia de canal adyacente). Cada filtro Nyquist proporciona solo la mitad de la respuesta de impulso ortogonal descrito antes. Esto es, la caída de la pendiente de cada filtro es de “media fuerza.” El efecto mostrado en la Figura 8, por ende, no existe completamente en la señal transmitida, sino solamente después del segundo filtro Nyquist en el receptor.

FIGURE 8: ADDITION OF NARROWBAND, ORTHOGONAL SYMBOL PULSES At any given sampling time (vertical line), only one symbol pulse contributes to total signal amplitude, all other pulses experience a zero crossing. The resulting RF envelope corresponds to the eight digital levels only during the precise instant of sampling. Note: The symbol pulses are mirrored (double-sided) because we are now dealing with a modulated RF envelope.

FIGURA 8: SUMA DE PULSOS DE SIMBOLO ORTOGONALES DE BANDA ESTRECHA A cualquier instante dado de muestreo (línea vertical), únicamente un solo pulso de símbolo contribuye la amplitud total de la señal. Todos los demás pulsos experimentan un cruce cero. La envolvente resultante de RF corresponde a los ocho niveles digitales sólo en los instantes exactos de muestreo. Nótese: Los pulsos de símbolos están reflejados (tienen dos lados) porque estamos hablando de una envolvente de RF modulada.

At all times in-between the sampling times, the total RF envelope waveform is the addition of the “ringing” of dozens of previous and future symbols (since all symbols have non-zero amplitudes between sampling times). Note that, in the interest of simplicity, Figure 8 shows the narrowband symbol pulses as ringing for only 10 sampling periods; in reality they ring for a much longer time. These non-zero values (between sampling times) from dozens of symbols can add up to very large signal voltages. The result is a very “peaky” signal that most closely resembles white noise. This is shown in Figure 9. The peak to average ratio of this signal can be as high as 8 – 10 dB, although RF peak clipping in the transmitter can limit this value to 6 – 7 dB with minimal consequences.

A todo instante entre los de muestreo, la forma de onda total de la envolvente de RF es la suma de la oscilación de docenas de símbolos anteriores y futuros (ya que todos los símbolos tienen una amplitud no-cero entre los instantes de muestreo). Note que, por motivos de simplificación, la Figura 8 muestra pulsos de símbolo de banda estrecha que oscilan por solo diez intervalos de muestreo, cuando en realidad estos oscilan por un tiempo mucho mayor. La suma de estos valores no-ceros (entre los instantes de muestreo) de docenas de símbolos puede alcanzar voltajes muy altos de señal. El resultado es una señal “picada” que se parece al ruido blanco. La relación pico-promedio de esta señal puede alcanzar los 8 – 10 dB, aunque el recorte de los picos de RF en el transmisor puede limitar este valor a los 6 – 7 dB sin consecuencias graves.

FIGURE 9: THE 8-VSB RF WAVEFORM AT THE EXCITER OUTPUT The black regions represent the current oscilloscope trace; the gray regions show the stored value of all past traces.

FIGURA 9: FORMA DE ONDA DE RF DEL 8-VSB A LA SADIDA DEL EXCITADOR Las regiones negras representan el trazo actual del osciloscopio; las regiones de color gris son los valores almacenados de todos los trazos anteriores.

8-VSB EYE DIAGRAM One popular representation of the 8-VSB signal that emphasizes the principals just discussed is the 8-VSB eye diagram. This diagram turns up in many articles written about 8-VSB and on the screens of many pieces of 8-VSB test equipment. The eye diagram is the overlay of many traces of the received RF signal voltage at the instant of sampling. Since the RF signal must attain one of eight possible levels whenever a sampling time occurs (somewhat like finding one of eight chairs whenever the music stops in a game of musical chairs), the convergence of the many signal traces forms seven “eyes” that coincide with the occurrence of clock pulses in the receiver. This is shown in Figure 10.

DIAGRAM DE OJO DEL 8-VSB Una representación popular de la señal 8-VSB que pone énfasis en los principios que acaban de exponerse es el diagrama de ojo 8-VSB. Este diagrama aparece en muchos de los artículos escritos sobre el 8-VSB y en las pantallas de muchos de los equipos de prueba para el 8-VSB. El diagrama de ojo es la superposición de muchos trazos del voltaje de la señal de RF recibida al instante de muestreo. Ya que la señal RF tiene que alcanzar uno de los ocho niveles posibles a cada instante de muestreo (un poco como encontrar una silla en el juego de las sillas), la convergencia de los múltiples trazos de señal forma siete “ojos” que coinciden en tiempo con los pulsos de reloj en el receptor. Esto se muestra en la Figura 10.

FIGURE 10: THE 8-VSB EYE DIAGRAM At each sampling time, the demodulated RF amplitude assumes one of eight possible levels. The resulting display creates seven vertical “eyes.” If the 8-VSB signal is corrupted during transmission, these “eyes” will close up and disappear, as the RF signal will no longer posses the correct amplitude at the right instant.

FIGURA 10: DIAGRAMA DE OJO DEL 8-VSB A cada instante de muestreo, la amplitud de la RF demodulada tiene uno de los ocho niveles posibles. La gráfica resultante se parece a siete “ojos” verticales. Si la señal 8-VSB se corrompe durante la transmisión, estos ojos se cierran y desaparecen, ya que la señal no tiene la amplitud correcta en el instante preciso

8-VSB SIGNAL CONSTELLATION Another popular representation of the 8-VSB signal that is

CONSTELACION DE SENAL DEL 8-VSB Otra representación popular de la señal 8-VSB que es común

common to many pieces of test equipment is the 8-VSB signal constellation. This is a two dimensional graphical representation of the 8-VSB RF carrier amplitude and phase at each sampling time.

a muchos de los equipos de prueba es la constelación de la señal 8-VSB. Esta es una representación gráfica bi-dimensional de la amplitud y fase de la portador RF del 8-VSB a cada instante de muestreo.

In 8-VSB, the digital information is transmitted exclusively in the amplitude of the RF envelope and not in the phase. This is unlike other digital modulation formats, such as QAM, where each point in the signal constellation is a certain vector combination of instantaneous carrier amplitude and phase. A QAM-like arrangement is not possible in a vestigial sideband system like 8-VSB, since the instantaneous carrier phase is not an independent variable under our control, but is rather “consumed” in suppressing the lower sideband.

En el 8-VSB, la información digital se transmite exclusivamente en la amplitud de la envolvente de RF y no la fase. Esto no es como en los otros formatos de modulación, tales como QAM, donde cada punto en la constelación de señal es una cierta combinación vectorial de la amplitud y fase instantánea de la portadora. Una configuración de tipo QAM no es posible en un formato de banda lateral única como el 8-VSB, ya que la fase instantánea de la portadora no es una variable independiente bajo nuestro control, sino es utilizada para suprimir la banda lateral inferior.

The 8-VSB signal constellation, as compared to 64-QAM, is shown in Figure 11. The eight symbol levels are recovered by sampling the voltage output from an in-phase synchronous detector (I channel axis).8 The 8-VSB signal constellation diagram is therefore a series eight vertical lines that correspond to the eight transmitted amplitude levels.

Una comparación de la constelación de señal del 8-VSB contra la del 64-QAM se muestra en la Figura 11. Se recuperan los ocho niveles de símbolo al muestrear el voltaje a la salida de un detector en fase con la portadora (eje del canal I).8 La constelación de señal del 8-VSB es por lo tanto una serie de ocho líneas verticales que corresponden a los ocho niveles transmitidos.

FIGURE 11: 8-VSB SIGNAL CONSTELLATION vs. 64-QAM 8-VSB signal constellation is a series of eight vertical lines on the I (in-phase) axis. The Q (quadrature) axis is not used to convey information. When the 8-VSB RF signal is corrupted, the eight vertical lines become blurred and errors are received. The light gray circular traces added to 8-VSB constellation show the instantaneous RF carrier amplitude and phase in a state of constant change; sampling in the receiver is like a strobe that “catches” the signal as it passes one of the eight amplitude levels.

FIGURA 11: CONSTELACION DE LA SENAL 8-VSB CONTRA L A DEL 64-QAM La constelación de la señal 8-VSB es una serie de ocho líneas verticales sobre el eje I (en fase). No se usa el eje Q (cuadratura) para transportar información útil. Cuando la señal 8-VSB es corrompida, se borran las ocho líneas verticales y se reciben errores. Los trazos de color gris claro agregados a la constelación 8-VSB muestran que la amplitud y fase instantáneas de la portador RF están en un estado de cambio constante; el muestreo en el receptor es como una lámpara estroboscopica que capta la señal al instante de pasar uno de los ocho niveles de amplitud.

8 The synchronous detector is locked in phase with the ATSC pilot phase. Because the pilot is a tiny residual portion of the original unmodulated RF carrier, it retains the information as to the reference (unmodulated) carrier phase. It also allows the receiver to determine the polarity of the recovered symbols from their instantaneous carrier phase. For example: in-phase with pilot equals positive symbol (e.g. +7), in-antiphase with pilot equals negative symbol (e.g. -7). 8 El detector sincrónico está enganchado a la fase de la piloto ATSC. Siendo un pequeño residuo de la portadora original de RF no modulada, la piloto retiene en sí la información en cuanto a la referencia de fase (de la portadora no modulada). La piloto también le permite al receptor determinar la polaridad de los símbolos recuperados desde sus fases de portadora instantáneas. Por ejemplo: “en fase” con la piloto significa un símbolo positivo (por ejemplo +7), “opuesta en fase“ a la piloto significa un símbolo negativo (por ejemplo -7).

ANALOG UPCONVERSION AND THE REST OF THE 8-VSB CHAIN After the Nyquist VSB filter, the 8-VSB intermediate frequency (IF) signal is upconverted by traditional oscillator-mixer-filter circuits to the assigned channel frequency in the UHF or VHF band. The on-channel RF output of the 8-VSB exciter is then supplied to the DTV transmitter. The transmitter is essentially a traditional RF power amplifier, be it solid state or tube-type. A high-power RF output system filters the transmitter output signal and suppresses any spurious out-of-band signals caused by transmitter non-linearities. The last link in the transmitting chain is the antenna, which broadcasts the full-power, on-channel 8-VSB DTV signal.

CONVERSION ANALOGICA Y EL RESTO DE LA CADENA 8-VSB Después del filtro Nyquist, la señal 8-VSB en frecuencia intermedia (FI) se convierte mediante circuitos tradicionales de oscilador-mezclador-filtro a la frecuencia del canal asignado en la banda UHF o VHF. La salida de RF del excitador 8-VSB se entrega luego al transmisor DTV. El transmisor es esencialmente un amplificador RF tradicional – sea de estado sólido o de tubo de vacío. La señal a la salida del transmisor es filtrada por un sistema RF de alta potencia para suprimir cualquier señal espuria fuera de la banda causada por las no-linealidades del transmisor. El último eslabón en la cadena de transmisión es la antena que transmite la señal RF 8-VSB de alta potencia.

In the home receiver, the over-the-air signal is demodulated by essentially applying in reverse the same principals that have already been discussed. The incoming RF signal is received, downconverted, filtered, then detected. The segment and field syncs are recovered. Segment syncs aid in receiver clock recovery and field syncs are used to train the adaptive ghost-canceling equalizer. Once the proper data stream has been recovered, it is trellis decoded, de-interleaved, Reed-Solomon decoded, and de-randomized. The result is the recovery of the original MPEG-II data packets. MPEG-II decoding circuits reconstruct the video image for display on the TV screen. Dolby AC-3 circuits decode the sound information and drive the receiver loudspeakers. The home viewer “receives his DTV” and the signal chain is complete.

En el receptor, se demodula la señal transmitida, aplicándose el orden inverso de los conceptos ya explicados. La señal RF es recibida, se convierte a banda base, se filtra y detecta. Se recuperan las sincronías de segmento y de campo. La sincronía de segmento facilita la recuperación del reloj por el receptor y se utiliza la sincronía de campo para ajustar el ecualizador anti-fanstasma adaptivo. Una vez recuperado el flujo correcto de datos, se le aplican técnicas de decodificación: decodificación trellis, de-interfoliación, decodificación Reed-Solomon, y de-embrollación; dando como resultado la restauración de los paquetes originales de datos MPEG-II. Los circuitos de decodificación MPEG-II reconstruyen la imagen vídeo para su proyección en la pantalla del receptor. El consumidor recibe su DTV y la cadena es completa.

CONCLUSION The goal of this article has been to provide some insight into the inner workings of the 8-VSB transmission system. Like many things in life, 8-VSB can appear formidable at first, but is quite simple “once you get to know it.” Hopefully, the knowledge conveyed in this article will dispel some of the fear factor that many NTSC engineers experience when faced with the unknown world of digital TV.

CONCLUSION El objetivo de este artículo ha sido el de proporcionar una idea de cómo funciona el sistema de transmisión 8-VSB. Como muchas cosas en la vida, el 8-VSB puede parecer intimidador al principio, pero en realidad es muy fácil de comprender una vez conocido. Es de esperar que el conocimiento técnico comunicado en este artículo disipe algunos de los temores que muchos ingenieros NTSC experimentan cuando se confrontan con el nuevo mundo desconocido de la TV digital

ACKNOWLEDGEMENTS Special thanks go to Bob Plonka, Joe Seccia, and Ed Twitchell of Harris Corporation Broadcast Division for their contributions of time, material, and assistance in writing this article. Special thanks also go to Eli Garcia, Karl Black, and Robert Uhl for their proofreading assistance.

RECONOCIMIENTOS Se dan agradecimientos especiales a Bob Plonka, Joe Seccia, y Ed Twitchell de la Harris Corporation Broadcast Division por sus contribuciones de tiempo, material, y ayuda durante la composición de este artículo. Se dan también agradecimientos a Eli Garcia, Karl Black y Robert Uhl por su ayuda en la revisión de este artículo.

REFERENCES [1] “The Harris VSB Exciter for Digital ATV” by Robert Davis and Edwin Twitchell. NAB 1996 Engineering Conference. April

15 - 18, 1996 [2] “ATSC Transmission System: 8-VSB Tutorial” by Richard Citta and Gary Sgrignoli. ITVS 1997 Montreux Symposium.

June 12 - 17, 1997 [3] “The Fundamentals of Digital ATV Transmission” by Ron Totty, Robert Davis, and Robert Weirather. ATV Seminar in Print.

Harris Corporation Broadcast Division, 1995. AUTHOR David Sparano received a Bachelor of Science degree from Siena College and a Master of Science degree from Rensselaer Polytechnic Institute. He is currently Principal Engineer with Harris Corporation Broadcast Division in Quincy, Illinois.

AUTOR David Sparano recibido en Licenciatura de Grado de Ciencias del Colegio Siena y Maestría en el Grado de Ciencias del Instituto Politécnico Rensselaer. Es Ingeniero principal para Harris Corp. División de Broadcast en Quincy, Illinois.