Eindhoven University of Technology

MASTER

Een CPFSK demodulator m.b.v. de Delay en Multiply methode

Vrolijks, E.E.

Award date:1992

Link to publication

DisclaimerThis document contains a student thesis (bachelor's or master's), as authored by a student at Eindhoven University of Technology. Studenttheses are made available in the TU/e repository upon obtaining the required degree. The grade received is not published on the documentas presented in the repository. The required complexity or quality of research of student theses may vary by program, and the requiredminimum study period may vary in duration.

General rightsCopyright and moral rights for the publications made accessible in the public portal are retained by the authors and/or other copyright ownersand it is a condition of accessing publications that users recognise and abide by the legal requirements associated with these rights.

• Users may download and print one copy of any publication from the public portal for the purpose of private study or research. • You may not further distribute the material or use it for any profit-making activity or commercial gain

tLB TECHNISCHE UNIVERSITEIT EINDHOVEN

FACULTEIT DER ELEKTROTECHNIEK

EEN CPFSK DEMODULATOR

m.b.v.

de Delay & Multiply methode.

door

E.E. Vrolijks

Eindhoven, 27 oktober 1992

Het afstudeerwerk is uitgevoerd van januari tlm oktober 1992

Begeleiders: dr.ir. W.C. van Etten

ir. H.P.A. van den Boom

De Faculteit der Elektrotechniek van de Technische Universiteit Eindhoven aanvaardt

geen verantwoordelijkheid voor de inhoud van het afstudeerverslag.

Samenvatting

In het kader van het IOP2 project, wordt een optische polarisation diversity transceiver

ontwikkeld in de vakgroep EC. Het afstudeerwerk bestaat uit het ontwikkelen en

realiseren van de FSK-demodulator voor deze transceiver.

De FSK-demodulator aan de ontvangerzijde van de transceiver demoduleert (voor

horizontale en verticale polarisatie) een Continuous Phase Frequentie Shift Keying

CPFSK-signaal naar basisband. Beide polarisatiecomponenten worden gedemoduleerd in

een aparte tak. De demodulator is gerealiseerd m.b.v. de Delay and Multiply (D&M)

methode.

In het afstudeerverslag wordt nader ingegaan op de theoretische afleiding van de Bit Error

Rate (BER) en op de praktische realisatie van alle onderdelen van de D&M demodulator.

Bij de berekeningen van de BER is uitgegaan van een gezamenlijke lijnbreedte van de

zendlaser en de Lokale Oscillator van 2 MHz en van een bit rate van 310 Mb/s. Deze

berekeningen zijn uitgevoerd voor één enkele tak (polarisatierichting) van de polarisation

diversity D&M demodulator. Uitgaande van de bovenstaande gegevens is gebleken dat

een BER = 10-9 wordt bereikt bij een (SIN) = 14 dB.

Het gehele circuit is gerealiseerd in een aantal deelschakelingen, die met 50 {} coax-kabels

verbonden zijn. Op deze manier zijn de karakteristieken van de afzonderlijke onderdelen

gemakkelijk te bepalen.

Het testsignaal (CPFSK) IS in de praktijk niet eenvoudig te realiseren m.b.v. een

stuurbare oscillator. Daarom is het testsignaal gerealiseerd m.b.v. een bitpatroongenera­

tor. De bitpatronen simuleren de twee signaalfrequenties ('mark' en 'space'), waarbij de

fase van het signaal continu verloopt. De statische en dynamische karakteristieken van de

D&M demodulator zijn gemeten en deze metingen duiden op een goede werking van het

gehele circuit. Uit de metingen is gebleken, dat het dynamisch bereik -m.b.t. de amplitu­

devariaties in het ingangssignaal- van de demodulator ongeveer 27 dB is en dat de ISI die

optreedt op de sample-momenten ongeveer 25 % is.

De BER-metingen zijn niet gedaan, omdat in de praktijk een testsignaal met faseruis nog

niet gerealiseerd is. Deze BER metingen moeten in de toekomst nog uitgevoerd worden.

In de toekomst kunnen alle onderdelen geïntegreerd worden op één print-board.

INHOUDSOPGAVE

1 INLEIDING. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 1

2 DE DELAY & MULTIPLY DEMODULATOR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 3

2.1 De invloed van Ruis op de prestatie van de Demodulator 6

2.2 De Bit Error Rate (BER) van de CPFSK D&M demodulator 9

2.3 De Bandbreedte van het IF-filter (pre-detectiefilter) 14

2.4 Het Laagdoorlaatfilter (post-detectiefilter) 14

3 DE REALISATIE VAN DE D&M DEMODULATOR . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.1 Het hart van de demodulator 16

3.2 De opteller 18

3.3 De A.G.C. 19

3.3.1 De hoog-frequente versterker en het gelijkrichtcircuit 21

3.3.2 De laag-frequente versterker 22

3.4 Het IF-filter (pre-detectiefilter) 23

3.5 Het LP-filter (post-detectiefilter) 24

4 DE MEETRESULTATEN , '" ., 25

4.1 De meetresultaten van het hart van de demodulator 25

4.2 De meetresultaten van de A.G.C. 30

4.3 De meetresultaten van het optelcircuit 30

4.4 De meetresultaten van het IF-filter (pre-detectiefilter). 32

4.5 De meetresultaten van het laagdoorlaatfilter (post-detectiefilter). 33

4.6 De meetresultaten van de totale D&M demodulator. 34

5 Conclusies en aanbevelingen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

Literatuurlij st

Bijlagen 1 t/m 9

1 INLEIDING

Optische coherente systemen hebben grote voordelen t.o.v. directe detectie systemen. De

twee grootste voordelen van coherente detectie zijn de grotere gevoeligheid en een grotere

selectiviteit. De grotere gevoeligheid van de coherente ontvangers maakt het mogelijk, dat

de afstanden tussen repeaters groter gemaakt kunnen worden. Dit is vooral van belang bij

lange-afstandscommunicatie. Vanwege de grotere selectiviteit kan coherente detectie

gebruikt worden voor verbindingen met grote aantallen kanalen via één glasvezel. Op

deze manier kan de immense beschikbare bandbreedte van de glasvezel beter benut

worden.

Bij coherente detectie is het mogelijk het signaal op verschillende manieren te moduleren

o.a. ASK, PSK, FSK. Daarvan presteren de PSK en FSK modulatiemethoden beter dan

de ASK-methode. De PSK- en FSK-ontvangers (D&M demodulators) hebben namelijk

een grotere gevoeligheid dan de ASK-ontvangers [1].

Bij optische coherente systemen biedt FSK-modulatie een voordeel t.o.v. PSK-modulatie.

Bij FSK-modulatie is door middel van modulatie van de laserstroom de frequentie van de

laser direct te moduleren. Hierbij ontstaat al direct een Continuous Phase Frequency Shift

Keying (CPFSK) signaal. Daarentegen is directe modulatie van de zenderlaser niet

mogelijk bij PSK-modulatie. In tegenstelling tot PSK-modulatie is bij FSK-modulatie geen

externe modulator nodig. Hierdoor treden bij FSK-modulatie (t.o.v. de PSK-modulatie)

minder verliezen op in de zender. Daarenboven heeft een CPFSK-signaal een smal

spectrum, vooral bij kleine modulatie-index. Daarom zijn CPFSK-systemen geschikt voor

'high data rate' systemen en voor dicht opeen gepakte FDM-systemen.

Het CPFSK-signaal is op een aantal verschillende manieren te demoduleren [1], onder

andere m.b.v. een single-filter, dual-filter of met een delay and multiply (D&M)

demodulator. Hierbij moet opgemerkt worden, dat single- en dual-filter demodulatie

alleen toegepast kan worden met grote modulatie-index (h ~ 1) [1]. Een grote modulatie

index is nodig om te voorkomen dat overlapping van de spectra van de twee signaalfre­

quenties optreedt. Omdat de D&M demodulator gebruik maakt van de fase-informatie van

het IF-signaal, kan een grotere gevoeligheid verwacht worden dan bij detectiesystemen

zoals single- en dual-filter systemen. De ontvangergevoeligheid van de D&M demodulator

1

is dan ook 3 dB groter [1] dan bij het dual-filter systeem.

De opdracht die mij is toebedeeld, is het ontwikkelen van een (gebalanceerde) CPFSK

demodulator voor een optische coherente FSK transceiver. De transceiver (zie bijlage 1)

maakt gebruik van 'polarisation diversity'. Dit betekent dat het ontvangen licht in twee

orthogonale polarisatierichtingen wordt gesplitst en deze twee orthogonale componenten

worden daarna elk apart gedemoduleerd. Het demoduleren geschiedt op basis van de

Delay & Multiply methode, zie figuur 1.

._-----~

VerticalePolarisatie

------.Horizontale

Polarlsatle

IF

FILTER

IF

FILTER

LP+ j-------:lI FILTER

Figuur 1: De polarisation diversity Delay & Multiply demodulator.

Zoals te zien is in figuur 1 worden de twee orthogonale polarisatierichtingen eerst

gefilterd om de shotnoise (van de fotodiodes) aan de ingang van de demodulator te

beperken waarna de beide componenten elk in een aparte discriminator gedemoduleerd

worden. Na het demoduleren worden de twee (basisband) signalen bij elkaar opgeteld.

Het 'opgetelde signaal' wordt nog gefilterd door een LP-filter. Dit wordt gedaan om de

frequentie-componenten (en de ruis), die buiten basisband vallen, weg te filteren. Achter

de demodulator bevindt zich het klokextractiecircuit en de beslissingsdetector om het

gedemoduleerde signaal te detecteren. Ten slotte komt de decoder, die het signaal op zijn

beurt weer decodeert.

In het verdere verslag wordt slechts één tak beschouwd (zie figuur 1) voor de uitleg en de

berekeningen die zijn uitgevoerd.

2

2 DE DELAY & MULTIPLY DEMODULATOR

In bijlage 2 staan de belangrijkste specificaties van de CPFSK ontvanger.

In figuur 2 is de delay & multiply demodulator te zien. De demodulator is opgebouwd uit

een IF-filter (pre-detectiefilter) gevolgd door een vertrager met daarachter een vermenig­

vuldiger (mixer) en een LP-filter. Het IF-filter (banddoorlaatfilter) wordt gebruikt om het

ruisvermogen (vooral de shotnoise van de fotodiodes) aan de ingang van de demodulator

te beperken. Na het IF-filter wordt de signaaltak gesplitst in een 'directe' signaaltak en

een 'vertraagde' signaaltak. Deze twee signalen worden met elkaar vermenigvuldigd,

hetgeen resulteert in een basisbandsignaal en een component met de dubbele frequentie 2Ie(waarbij Ie de centrale frequentie van het IF-signaal is). Het laagdoorlaatfilter (post­

detectiefilter) beperkt het uitgangsruisvermogen en moet tevens de componenten met de

dubbele frequentie en eventuele hogere harmonische, die ontstaan bij het demodulatie­

proces, wegfilteren. Tevens moeten de beide filters (lF- en LP-filter) ervoor zorgen, dat

er zo weinig mogelijk ISI (lnterSymbol Interference) optreedt. Als de filters teveel ISI

veroorzaken gaat de gevoeligheid van de demodulator sterk achteruit.

IF

FILTER

Figuur 2: De CPFSK Delay & Multiply demodulator.

De signalen die door de fotodiodes worden afgegeven zijn:

R

I(t) = 4RVPsPI cos(wJ+8(t)) + n(t)

= symbool frequentie i = 1,2

= responsiviteit van de fotodiodes,

3

(1)

O(t)

net)

= resp. het signaalvermogen, vermogen van de Lokale Oscillator,

= faseruis van de zenderlaser en de Lokale Oscillator samen,

= shotnoise van de fotodiodes.

Als de faseruis en de shotnoise buiten beschouwing gelaten worden, dan wordt de

uitgangsspanning van het LP-filter (de afleiding wordt achterwege gelaten) gegeven door:

(2)

met T = de delay tijd,

K? = 16R2p sPl •

De overdrachtsfunctie van de D&M demodulator is te zien in figuur 3.

fm = 1/2't( )I I

Vout

IF-frequentie

fc (2n + 1) /4~ 465 MHz

Figuur 3: Frequentie - Spanning overdracht van de D&M demodulator.

Uit de specificaties is te zien dat h - 1 en Rb - 310 Mb/s. De modulatie-index is als

volgt gedefinieerd:

h ~ TbifJ - };), met Tb - bittijd, d.w.z. datfm = IJ -}; - Rb - 310 MHz met Rb ­

bitrate.

4

Het beslissingscircuit (dat zich achter de uitgang van de demodulator bevindt) maakt

gebruik van de polariteit van de uitgangsspanning (Vuil) bij detectie van de 'mark' en

'space' bits. Er moet dus gelden (2),

W2T = (n + l)o7f met n = 0, 1,2, ...

en hieruit volgt de vertragingstijd (T) die in de vertragingslijn moet optreden:

(3)

Dush - /2 = 310 MHz, daarmee wordt de vertragingstijd:

T = 11620.106=:: 1,61.10-9 s.

Zoals te zien is in figuur 3 liggen de twee signaalfrequenties bij de uitersten van de

overdrachtsfunctie. Om een zo groot mogelijk onderscheid (minimale fout) te maken tus­

sen de 'mark' en 'space' bits, is de threshold op nul volt gezet (zie figuur 3).

Daarom moet.fc (de centrale frequentie) bij een ne-nuldoorgang van de overdrachtsfunctie

gekozen worden. De centrale frequentie (!c) wordt als volgt gedefinieerd,

fcé.(2n+ 1)/4T , (4)

en in figuur 3 is de maximale frequentiedeviatie gedefinieerd als!m ~ (h - h). De

frequenties.iJ, fz komen resp. overeen met een logische ' +l' en een logische '-1'.

In figuur 3 is.fc voor n = 1 gekozen, dit komt neer op.fc = 465 MHz, dus de frequentie

.!I = 620 MHz enfz = 310 MHz.

In figuur 4 wordt de ligging van resp. het IF-filter en het vermogensspectrum [11,12] van

een pseudo-random CPFSK-signaal weergegeven. Bij de berekening van het vermo­

gensspectrum is uitgegaan van een ideale delta-functie (h, h) voor de 'space'- en 'mark'­

bits en de modulatie van de zenderlaser geschiedt met een ideale blokgolf (NRZ).

5

Bif = 700 MHz

1

Ss(f)

fe

f ---t

o 100 200 300 400 500

f2600 700 800

fl900 1000

[MHz]

Figuur 4: Ligging van resp. het IF-filter en het vermogensspectrum van een pseudo­

random CPFSK-signaal.

2.1 De invloed van Ruis op de prestatie van de Demodulator

Tot nu toe is de behandeling van de invloed van ruis op de werking van de demodulator

achterwege gelaten. In deze paragraaf wordt de invloed bepaald van de twee overheer­

sende ruiscomponenten, de shotnoise en de laserfaseruis.

De shotnoise:

Er kan verondersteld worden dat de shotnoise [1,4] van de fotodiodes een wit vermo­

gensdichtheidsspectrum heeft,

S (f) = e·R·Pn I

met PI = vermogen van de Lokale Oscillator,

R = responsiviteit van de fotodiodes,

e = elementaire ladingsquantum.

6

(5)

De laserfaseruis:

De hoeveelheid faseruis van een laser is direct gerelateerd aan de zogenoemde lijnbreedte

van deze laser. Hiermee wordt de 3 dB lijnbreedte (.1v) van het vermogensdichtheidsspec­

trum bedoeld. Voor de 3 dB lijnbreedte wordt ook vaak de afkorting FWHM (pull Width

at Half Maximum) gebruikt (zie figuur 5).

Het spectrum van een ideale sinusoïde is een deltafunctie (.1v = 0) bij de draaggolffre­

quentie. Wanneer de fase van de sinusoïde een random proces is, treedt er verbreding op

van deze deltafunctie, dus .1v > o.

Het vermogensdichtheidsspectrum kan beschreven [4] worden d.m.v. een Lorentz­

verdeling,

2Ps

7r°.1vSxifJ = ----:-

1+_4(j_-_fJ~2(.1V)2

met .1v = lijnbreedte van de laser, zie figuur 5.

(6)

Het laserfaseruisproces 4>(t) wordt gewoonlijk gekarakteriseerd door het Wiener-proces en

wel zo, dat de tijdafgeleide van 4>(t) een Gaussisch proces met gemiddelde nul is met een

spectrale vermogensdichtheid,

S~ifJ ::: 27r.1v. (7)

De laserfaseruis veroorzaakt twee effecten die nadelig werken op de gevoeligheid van de

demodulator. Deze twee effecten worden uitgedrukt in een 'Power Penalty' en een 'BER

floor' .

Als eerste wordt de Power Penalty besproken.

Als .1v > 0, dan treedt spectrale verbreding op van het gemoduleerde informatiesignaal,

omdat het informatiesignaal 'gemixed' wordt met het licht van de Lokale Oscillator

(hetzelfde effect als voorheen aangeduid is bij de ideale sinusoïde).

7

rSx(2nf)

2Ps!n61.>

Ps!n61.> ------. -...

fO Frequentie ---I~.

Figuur 5: De Lorentz vorm van het spectrum van een sinusofde die verstoord wordt door

het 'Wiener' faseruisproces.

Net zoals de lokale oscillator heeft het ontvangen signaal zelf ook een lijnbreedte, daarom

wordt in het vervolg met dJ! de som van de lijnbreedtes van de zenderlaser en de Lokale

Oscillator bedoeld [13]. Omdat deze verbreding optreedt, moet het IF-filter een grotere

bandbreedte hebben om genoeg vermogen van het informatiesignaal door te laten.

Daardoor wordt in het geval van dJ! ;é 0 meer shotnoise doorgelaten dan in het geval

dJ! = O. Dit verslechtert de signaal-ruisverhouding bij de ingang van de demodulator,

waardoor de Bit Error Rate (BER) toeneemt (zie figuur 6).

0,------------------.....,.,

.,.

·11

.w. L..- ....... .....J

Figuur 6: Defaseruis heeft twee effecten op de BER-curve, een Power Penalty

die voor een verschuiving naar rechts zorgt en een BER-floor;

dit is de ondergrens voor BER.

8

Ten tweede wordt de BER noor behandeld.

Als d" ;t: 0, blijkt het moeilijker te worden om data uit het ontvangen signaal te halen.

De D&M demodulator bepaalt de polariteit van een bit op grond van het faseverschil

tussen het 'directe'- en het 'vertraagde' signaal. Als dit faseverschil nu door het faseruis­

proces random verloopt, kan de data slechter of in het geheel niet meer achterhaald wor­

den. Dit heeft een verslechtering van de BER tot gevolg. Bij een gegeven bitrate (Rb)

moet een lijnbreedte (d,,) gekozen worden die smal genoeg is, zodanig dat de fasecorrela­

tie tussen het 'vertraagde-' en 'directe' signaal in voldoende mate behouden blijft. Is dit

niet het geval, dan wordt door toename van het signaalvermogen (Ps) de BER niet

verbeterd. Dit resulteert in een BER-floor (zie figuur 6).

Deze invloeden moeten nu vertaald worden naar een Bit Error Rate. Dit wordt in de

volgende paragraaf gedaan.

2.2 De Bit Error Rate (HER) van de CPFSK D&M demodulator

Het ingangssignaal voor het IF-filter is als volgt te schrijven,

Vin =Acos(27rJI+ O/t»+n(t).

met Jij = 'intermediate' frequency,

0lt) = faseruis van de zend- en L.O.-laser samen,

n(t) = shotnoise van de fotodiodes.

Na IF-filtering is het signaal te beschrijven als,

met nc(t) = infase component van de shotnoise,

ns(t) = kwadratuur component van de shotnoise.

(8)

(9)

Als de laserfaseruis buiten beschouwing gelaten wordt, is het signaal in een vector­

diagram weer te geven, zie figuur 7.

9

Figuur 7: Sinusorde plus Gaussische ruis.

De kansdichtheidsfunctie (zonder de laserfaseruis) van de fase (<I» van Vif wordt gegeven

door [8,pag.60],

met r

(10)

cr = variantie van de shotnoise,

<I> = faseruis door de shotnoise.

De detector bepaalt aan de hand van het faseverschil (<1>2 - <1>1) tussen het 'directe'- en het

'vertraagde' signaal de polariteit van een bit. Door N.M. Blachman [9], m.b.v. (l0), is

een uitdrukking afgeleid voor de kansdichtheidsfunctie van het produkt van het 'directe'­

en het 'vertraagde' signaal. Deze functie (l0) vertaalt de invloed van shotnoise naar fase­

ruis. De shotnoise heeft dus invloed op het faseverschil (<1>2 - <1>1) tussen het 'directe'- en

vertraagde signaal en heeft dus ook invloed op het uitgangssignaal van de demodulator.

De kansdichtheidsfunctie kan als volgt uitgedrukt worden [lOl,

(11)

(3 = [2m

-1r«m+l)l2)r(ml2+1). [1 ( 12) + 1 ( 12)]] 2

m r(m+ 1) (m-l)12 p (m+l)12 p

= de Gammafunctie,

= de gemodificeerde Besselfunctie van de 1e soort,

p = (SIN) ratio.

10

De signaal-ruisverhouding (p) is als volgt gedefinieerd,

(12)

h

"B

= de quantum-efficiëntie van de fotodiodes,

= het gemiddelde ontvangen optische-vermogen van het informatiesignaal

dat op de fotodiodes valt,

= constante van Planck,

= de optische-frequentie van de zendlaser,

= halve bandbreedte van het IF-filter (350 MHz).

Nu is de invloed van de shotnoise op de uitgang van de demodulator bepaald. Vervolgens

wordt gekeken naar de invloed van faseruis van de zend- en Lokale Oscillator laser. De

kansdichtheidsfunctie van dit proces kan als volgt weergegeven worden [I],

(13)

Zoals al in hoofdstuk 2 is vermeld, kan (als alle ruis buiten beschouwing gelaten wordt)

het uitgangssignaal als volgt worden weergegeven (zie figuur 3),

(14)

De invloeden van de shotnoise en de laserfaseruis zijn nu vertaald naar fase-afwijkingen

in het uitgangssignaal. Als nu alle invloeden van de shotnoise en de laserfaseruis worden

meegenomen in de fase van het uitgangssignaal dan wordt 1/;(t),

(15)

met 05(') = fase van het informatiesignaal (0 of 71"),

0n(.) = faseruis door de shotnoise,

Oj.) = faseruis van de zend- en L.O.-laser samen.

Er kan verondersteld worden dat de shotnoise onafhankelijk is van de laserfaseruis.

11

Daarom kan de Bit Error Rate voor de D&M demodulatie als volgt uitgedrukt worden:

11' 00

T

Pe = 2I JP,,(4)2-4>I)·Pi4>l) d4>1 d4>211'/2 -00

= -!. _ pe -P~ (-1)" [I [E-] +1 [p] ] 2. exp(-(2n+1)2. 'lr/lVT]2 2 to 2n+1 "2 ,,+1 2

kansdichtheidsfunctie van de faseruis door shotnoise,

kansdichtheidsfunctie van de faseruis door laserfaseruis,

som van de spectrale lijnbreedtes van het signaal en de L.O.,

delay-tijd van de vertragingslijn, (= lIh· Rb),

(16)

Met behulp van PC-Matlab (zie bijlage 3) zijn voor ons geval de BER-karakteristieken

berekend, met de som van de lijnbreedtes (.::lv) als een parameter, zie figuur 8.

De Power Penalty als gevolg van de faseruis voor .::lv = 2 MHz (dit volgt uit de

specificaties) is ongeveer 0,92 dB, dit is aangegeven in figuur 8 en 9.

Zoals te zien is in figuur 8, blijkt dat bij toenemende lijnbreedtes (.::lv) de BER verslech­

tert. Dit is te verklaren uit het feit, dat de correlatie tussen het vertraagde- en directe

signaal vermindert vanwege de toenemende faseruis.

Een mogelijkheid om dit tegen te gaan [2] is de modulatie-index te laten toenemen, zie

figuur 9 en bijlage 3a. De reden hiervoor is dat een (CP)FSK-signaal met een grotere

modulatie-index gedemoduleerd kan worden met een kortere delay-tijd (T), zodat de

correlatie tussen de twee signalen die vermenigvuldigd worden toeneemt. Dit betekent dat

de invloed van de faseruis vermindert.

12

10-4

10-5

10-6

.2 10-7

00::....0 10-8........

W.....m

10-9

10- 10

10- 11

10- 12

8

!J.v · 0

!J.v · 2 MHz

!J.v = 4 MHz

!J.v = 5 MHz

!J.v · 6 MHz

!J.v • 7 MHz

!J.v · 8 MHz

10 12 14

(SiN) in dB

16 18

Figuur 8: De berekende BER karakteristieken met h = 1, Rb = 310 Mb/s en dil als

parameter.

+ Berekende punten

2,5

1.25

o0,6 0,8 1.0 1,2 1,&

Figuur 9:

Modulatie index (hl

Power Penalty als functie van de modulatie-index, met dil = 2 MHz

en Rb = 310 Mb/s CPFSK D&M demodulatie systeem.

13

2.3 De Bandbreedte van het IF-filter (pre-detectiefilter)

Het IF-filter beperkt het ruisvermogen aan de ingang van de demodulator om de signaal­

ruisverhouding zo groot mogelijk te houden. Dit ruisvermogen betreft vooral de shotnoise

van de fotodiodes.

Voor de berekeningen van de bandbreedte van het IF-filter wordt uitgegaan van een ideaal

rechthoekig filter (zie figuur 4). De bandbreedte van het IF-filter (Bif) moet zodanig

gekozen worden, dat zo min mogelijk ISI (InterSymbool Interferentie) ontstaat. In [6] is

berekend dat de IF-bandbreedte Bif = 2,2 ·Rb "= 700 MHz gekozen moet worden om de

ISI te kunnen verwaarlozen.

2.4 Het Laagdoorlaatfilter (post-detectiefilter)

Het laagdoorlaatfilter (post-detectiefilter) moet de 2e orde en eventuele hogere orde

signalen die ontstaan bij het demodulatieproces wegfilteren. Tevens moet dit filter de

shotnoise beperken aan de uitgang van de demodulator en ervoor zorgen dat er zo min

mogelijk ISI optreedt.

Het post-detectiefilter moet een signaal met een bitrate van 310 Mb/s aan de uitgang van

de vermenigvuldiger filteren. Alleen de Ie orde harmonische is gewenst, dus in theorie

zou een bandbreedte van 155 MHz voldoen. Als voor dit filter echter deze bandbreedte

(155 MHz) gekozen wordt, wordt het oogpatroon aan de uitgang van de demodulator te

smal om de afzonderlijke bits nog te kunnen detecteren. Dus de bandbreedte van het filter

moet groter gekozen worden dan 155 MHz.

Om nog enig inzicht te krijgen hoeveel ruis doorgelaten wordt door het LP-filter, moet

het basisband-ruisspectrum berekend worden. Deze berekeningen zijn uitgevoerd in [2]

met behulp van het 'Wiener-Kinchin' theorema. Dit houdt in dat d.m.v. een Fouriertrans­

formatie van de autocorrelatie van een signaal, het vermogensspectrum van dit signaal

wordt berekend. De afleiding staat in bijlage 4 en de resultaten zijn te zien in figuur 10.

Hierin is te zien dat bij toenemende modulatie-index (h) de frequentiecomponenten tussen

het punt 1/2 en 2 Hz/Bitrate van het ruisspectrum toenemen. Daaruit blijkt dat de modula­

tie-index (h) niet te groot gekozen moet worden.

14

4,-

,.. I 7!' - 1 PN patt_

>-:;;ZlM~

~c(::>-ulM~(/)

a:lM~0~

0 2 J

NORMARIZED FREOUENCY (Hz I bit rat. I

Figuur 10: Berekende basisband ruisspectrum voor een z3-1 pseudo-random signaal.

Zoals voorheen vermeld is, kan in theorie de bandbreedte van het filter 155 MHz gekozen

worden, (dit stelt in figuur 10 het punt 1/2 Hz/Bitrate voor).

Echter in praktijk zal de bandbreedte groter dan 155 MHz gekozen moeten worden,

omdat het filter niet ideaal is, en tevens mag het oogpatroon niet te smal worden. Tevens

moet het post-detectiefilter zoveel mogelijk ISI voorkomen, daarom moet het filter niet te

scherp afvallen.

De bandbreedte van het post-detectiefilter moet ergens tussen de 155 MHz en 310 MHz

gekozen worden (resp. de punten 1/2 Hz/BitRate en 1 Hz/BitRate in de figuur 10). Vaak

[2,5] wordt in de praktijk een bandbreedte van 0,6 Hz/BitRate aangenomen. Dit komt

neer op een bandbreedte van, B/pf = 0,6'310 = 186 MHz

== 200 MHz.

3 DE REALISATIE VAN DE D&M DEMODULATOR

In dit hoofdstuk wordt de praktische realisatie van de D&M demodulator besproken. In de

praktijk heeft het binnenkomende informatiesignaal over het algemeen geen constant

amplitude. Het is gewenst dat de demodulator een uitgangssignaal geeft met een constant

amplitude. Daarom is een regellus met een A.G.C. (Automatic Gain Controller) in het

schema aangebracht (zie figuur 11).

De A.G.C. is in feite een omhullende detector die de amplitude van het informatiesignaal

verwerkt tot een stuurspanning (Vgc) voor de V.G.A (Variabie Gain Amplifier). Deze

15

versterker heeft een variabele versterking die afhangt van deze stuurspanning. Op die

manier kunnen amplitudevariaties in het informatiesignaal opgevangen worden. In figuur

11 is te zien, dat de opteller vier verschillende uitgangen heeft. Één uitgang wordt

teruggekoppeld naar de A.G.C. en één uitgang wordt gefilterd door het post-detectiefilter

voor het beslissingscircuit. Om praktische redenen zijn er nog twee extra uitgangen

gemaakt, bijvoorbeeld om een spectrum-analyzer aan te koppelen.

Extra Uitgang

vuit

Extra Uitgang

Figuur 11: De praktische realisatie van de D&M demodulator.

In de volgende paragrafen worden de realisatie van het hart van de demodulator zelf (de

V.G.A, de vertrager en de vermenigvuldiger), de opteller, de A.G.C. en de twee filters

(IF filter en LP filter) behandeld.

3.1 Het hart van de demodulator

De eigenlijke demodulator bestaat uit drie onderdelen namelijk de versterker (V.G.A), de

vertrager en de vermenigvuldiger (mixer).

Voor het eerste onderdeel (de versterker) is de 1.5 GHz Variabie Gain Amplifier 'IVA­

05118' van de firma Avantek gebruikt, waarvan de datasheet in bijlage 5 is opgenomen.

Zoals te zien is op de datasheet heeft de versterker een uitgang en een geïnverteerde

uitgang. Deze twee uitgangen worden gebruikt voor het 'directe'- en het 'vertraagde'

signaal naar de vermenigvuldiger. Dit verandert de frequentie - Spanning overdracht (zie

figuur 3) niet, omdat ook één van ingangen van de vermenigvuldiger geïnverteerd wordt.

16

Het tweede onderdeel (de vertrager) wordt gerealiseerd door een coaxiale kabel. Het

informatiesignaal wordt meer vertraagd naarmate de coax-kabel langer is. Als l' de

vertraging moet zijn, dan wordt de lengte (l) van de coax-kabel bepaald door

1= l' Co· l'

vI~o€o€r ~

met de permeabiliteit van vacuüm ~o = 411"· 10-7 Hlm,

de permittiviteit van vacuüm eo = 8,854.10-12 Firn,

en er is een kabel genomen met een relatieve permittiviteit er = 2,25.

(17)

De berekende vertraging was l' = 1,61 .10-9 s, daaruit volgt dat de lengte van de coax ka­

bell = 32,2 cm moet worden.

Voor het derde onderdeel (de vermenigvuldiger) is de Active Double Balanced Mixer, de

'IAM-81018' van de firma Avantek gebruikt, waarvan de datasheet in bijlage 6 is opgeno­

men. Het maximale uitgangsvermogen van de mixers is ongeveer -4 dBm, bij 50 {}

afsluiting komt dit overeen met ongeveer 140 mV.

Uit de twee datasheets blijkt, dat de V.G.A. en de vermenigvuldiger gevoed worden met

een spanning van +5 volt. De andere onderdelen (de A.G.C. en de opteller) van de

schakeling werken op een voedingsspanning van + 15 volt. Daarom is er in figuur 12 een

Positieve Voltage Regulator (PVR) 'LM7805' opgenomen om deze twee IC's te voeden.

De PVR zet een spanning tussen + 7,5 en + 15 volt om in een constant spanning van + 5

volt. Beide IC's zijn 'de' ontkoppeld omdat de in- en uitgangen van de IC's een 'de'

spanning bevatten. Door de 10 nF capaciteiten wordt voorkomen dat de dc-instelpunten

van de IC's (de V.G.A. en de mixer) verstoord worden.

De V.G.A. en de mixer worden normaal belast met 50 {}. Daarom moeten de ingangsim­

pedantie van de opteller en de omhullende detector aangepast worden om reflecties te

voorkomen.

17

C5 Vuit

e,J: '0 ""

Vgc

e>tO .. "

~Vin '1?-'n'~~~L'-'-....l---;:-'"-=~~r+'---:--_~_------,I---:ff~~::--------:fj';:t--~~:--rl~L+-;:~~:: t,11r-----+--_=_, r-~~'---_____,

Figuur 12: Het elektrische schema van het han van de demodulator.

3.2 De opteller

De opteller bevindt zich achter de twee vermenigvuldigers (mixers), zie figuur 11. Het is

belangrijk dat de mixers goed van elkaar gescheiden zijn, om onderlinge beïnvloeding

tussen de mixers te voorkomen. Dit kan verhinderd worden door de ingangen van de

opteller te realiseren met twee emitter-volgers, zie figuur 13. Het voordeel hiervan is, dat

tevens de ingangsimpedantie van de opteller kan worden aangepast aan de uitgangsim­

pedantie (50 0) van de mixers.

Het optellen geschiedt d.m.v. stroom-optellen door een weerstand. Zoals voorheen is

vermeld, zijn er vier uitgangen nodig. Deze uitgangen worden gerealiseerd door een

weerstandsnetwerk. De totale schakeling is te zien in figuur 13.

."- ... e"". n' "t------111

••c Extra

... ,.Extra.. .NC

cu'0 .. t"'

0 .. '" A,G,C.. ..e

~II'' .. Vuit.Ne

."..... "V

Mixer1

l·~~

~.~Mixer2~

Figuur 13: Het elektrisch schema van de opteller.

18

De in- en uitgangsimpedanties moeten 50 {} zijn om reflecties te voorkomen.

De capaciteiten (lOnF) zijn in het schema opgenomen om het circuit 'de' te ontkoppelen.

Als laatste moet nog opgemerkt worden, dat er in totaal ongeveer 10 á 11 dB verzwak­

king optreedt in de schakeling. Er is 5 dB verlies in het weerstandsnetwerk en nog 6 dB

verzwakking omdat het vermogen verdeeld wordt over vier uitgangen. Bij een ingangsver­

mogen (op elke ingang) van -4 dBm komt dit, in de praktijk, neer op een uitgangsspan­

ning van ongeveer 35 mV (-16 dBm).

3.3 De A.G.C.

Het uitgangssignaal van de demodulator (Manchester gecodeerd signaal) bevat geen dc­

signaal dat evenredig is met de amplitude van het uitgangssignaal, dus er kan niet direct

een stuursignaal (Vgc) aan onttrokken worden. Daarom is een omhullende detector

noodzakelijk om toch een dc-stuursignaal te krijgen voor de V.G.A.

De omhullende detector bestaat uit drie delen, ten eerste uit een versterker (hoog frequent

< 200 MHz) om het signaal sterk genoeg te maken voor het gelijkrichtcircuit (diode met

LP-filter). Ten tweede komt het gelijkrichtcircuit en als laatste komen voor elke V.G.A.

nog een (de-versterker) verschilversterkers om de benodigde versterking te verkrijgen, zie

figuur 14. Er zijn twee verschilversterkers nodig omdat er enige verschillen zijn tussen de

stuurkarakteristieken van de twee variabele versterkers (zie paragraaf 3.3.2).

De stuurspanning Vgc moet kleiner dan 7 volt blijven, ter voorkoming van beschadiging

van de V.G.A (zie bijlage 5). Daarom is de zener-diode (9,1 volt) opgenomen bij de

uitgang als een spanningsbegrenzer en tevens is nog een diode in serie met de uitgang

gezet, om te voorkomen dat de uitgangsspanning negatief wordt.

19

..~

D'....T .,

..."D •

D'' .....

..., I 11 11 -::::=-

IIItD •• ,

• • :I • -::;:-

."..

....... -..- .:.:~ 1:

..111. '"' 11.....

u.

Figuur 14: Het elektrisch schema van de A. G. C.

De amplitude van het uitgangssignaal van de opteller is ongeveer 40 mV. Bij de dimensi­

onering van de omhullende detector moet worden uitgegaan van een bepaalde variatie in

het ingangssignaal van de detector (Vuil' zie figuur 11 en 13). Er wordt een variatie

toegelaten van 25%, dit komt overeen met ±1O mV.

Het karakteristieke bereik van de stuurspanning (Vge) van de V.G.A. is ±IJz volt, rond het

punt Vge = 3,5 volt gelegen. Deze wordt bepaald door het dynamisch bereik van de

versterking van de V.G.Ao (zie bijlage 5). Om het volledig dynamisch bereik van de

V.G.A. te benutten moet de versterkingsfactor van de omhullendedetector Ader = 50 zijn.

Bij een versterking van Ader = 50 met een ingangssignaal van 40 mV zou de uitgangs­

spanning Vge = 2 volt worden. Daarom wordt bij de verschilversterker nog een bepaalde

spanning opgeteld om de stuurspanning weer correct (~e = 3,5 volt) te maken. Deze

spanning wordt niet expliciet berekend (zie paragraaf 3.3.2) omdat dit in de praktijk niet

nodig is. In praktijk wordt deze spanning afgeregeld aan de hand van het 'verwachte'

ingangssignaal.

Nu is globaal aangegeven hoe de omhullendedetector werkt en hoe de dimensionering

geschiedt. In de komende drie paragrafen wordt gedetailleerd beschreven hoe de drie

delen van de omhullende detector worden gedimensioneerdo

20

3.3.1 De hoog-frequente versterker en het gelijkrichtcircuit

Voor de hoog-frequente versterker zijn twee 'genera! purpose' versterkers (de 'MSA0485'

van de firma Avantek) gebruikt, die in cascade zijn gezet (zie figuur 15). De datasheets

van deze versterkers zijn opgenomen in bijlage 7.

Het ingangssignaal wordt ongeveer 16 dB versterkt, waarna het wordt toegevoerd aan een

enkelzijdige gelijkrichter.

L 1

10 uH

L2

10 uH

.15V

~.--l1~ nF MSAQ4BS MSA0483

"2220

c,o

R'.7 •

l".

Figuur 15: De hoog-Jrequente versterker en het gelijkrichtcircuit.

Dit gelijkrichtcircuit bestaat uit een diode en een laagdoorlaat-filter. Er is gekozen voor

een shottky-diode ('BAT 82'), omdat dit type diode een kleine p-n overgangscapaciteit

(hoge frequenties) en een lage drempelspanning (Vdiode = 0,4 V) heeft.

Op de ingang van de diode is een bias-voltage aangebracht, zodat deze drempelspanning

wordt gecompenseerd.

De Re-tijd van het LP-filter is Trc = RC = 1 ms gekozen, omdat in de praktijk amplitu­

devariaties van het informatiesignaal zeer langzaam zullen zijn. Daaruit volgt dat

Cn = 100 nF en Rs = 10 kO.

De (gemeten) overdracht van dit onderdeel van het circuit is te zien in figuur 16. De

uitgangsspanning is gemeten als functie van de ingangsamplitude voor de frequenties 75

en 155 MHz.

21

----- 155 MHz75 MHz

o"=0--'-~5='::0""'----'---:-:10!:-::O'---"""""'~1~5O::------'---='20=-=0,---....L...--:2:-:::-:!50

Amplitude _[mV]

r 2;0-

Vuit 1,5[V]

1,0

0,5

Figuur 16: De (gemeten) versterkingsoverdracht van de HF-versterker en het gelijkricht

circuit.

Uit figuur 16 is te zien dat de versterkingsfactor (Vamp - Vuil) ongeveer 10 is.

3.3.2 De laag-frequente versterker

Uit de praktijk is gebleken dat de versterkingsoverdracht (Vamp - Vuil) ongeveer Ah = 10

is, zie figuur 16. De versterkingsfactor van de laagfrequente versterker moet daarom Al

> 5 (Al = 20) gekozen worden, omdat dit signaal nog verzwakt wordt door een

potmeter. De gebruikte opamp is de 'jLA741'. In figuur 17 is het schema van de verster­

ker te zien.

Figuur 17: De laag-frequente versterker.

22

De versterkingsfactor wordt, Al = 20 met R7 = R12 = RIS = R20 = 39 kO,

Rs = RB = R16 = R21 = 820 kO.

Ret ingangssignaal wordt nog door een potmeter verzwakt, zodat de versterkingsfactor

van de beide versterkers nog afzonderlijk beïnvloed kan worden.

Voor elke uitgang is een operationele versterker gebruikt omdat er verschillen zijn tussen

de twee stuurkarakteristieken van de V.G.A. 's. Deze karakteristieken zijn voor beide

V.G.A.'s gemeten, zie figuur 18.

i 1,6

Vuit 1,2[V]

0,8

0,4

Demodulator_1 ----- Demodulator_2

...-...........,\\\\\\\\\

\\\\\\\ ,,

"-" '--0,0 '::--=-~--=""::--~--=-'=-~----,-,="-~--:'-=-~~=--::'

2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0Vgc --.[V]

Figuur 18: De gemeten stuurkarakteristiek van de twee V. G.A. 's.

Deze metingen zijn op de volgende manier uitgevoerd. Er wordt een (CPFSK) testsignaal

op de ingang van één demodulator gezet. Met behulp van het eerste gedeelte van de

A.G.C. (de hoog-frequente versterker en het gelijkrichtcircuit) is de uitgangsspanning van

deze demodulator gemeten als functie van de stuurspanning (VgC>. Deze meting is voor

beide takken (polarisatierichtingen) van het gehele circuit uitgevoerd.

3.4 Het IF-filter (pre-detectiefilter)

In paragraaf 2.3 is bepaald dat de bandbreedte van het IF-filter 700 MHz moet zijn. De

ligging van het IF-filter is te zien in figuur 4. Hierin is te zien dat het doorlaatgebied

loopt van 115 MHz tot en met 815 MHz.

De eisen die aan de filters worden gesteld zijn:

- rimpel in de demping in het doorlaatgebied < 0,5 dB,

23

- demping in het spergebied > 25 dB,

Er moet uitgegaan worden van lage orde filters, zodat zo min mogelijk ISI ontstaat. In de

praktijk is het niet mogelijk gebleken bandfilters te maken met een lage orde (orde 3 á 4),

die aan de gestelde voorwaarden voldoen. Daarom is het IF-filter opgebouwd uit twee

filters, een hoog- en laagdoorlaatfilter die in cascade zijn geplaatst.

Met behulp van het programma 'Filtermaster' zijn verschillende hoog- en laagdoorlaatfil­

ters berekend, om te bepalen welke hoog- en laagdoorlaatfilters het beste gekozen kunnen

worden. Voor het hoogdoorlaatfilter is een 3e orde Chebychev-filter gekozen (zie figuur

19a) en voor het laagdoorlaatfilter is een 6e orde Cauer-filter gekozen (zie figuur 19b). De

amplitude/frequentie karakteristiek, de groepslooptijd en de in- en uitgangsimpedantie die

berekend zijn door 'Filtermaster' staan in bijlage 8a en 8b.

••...••.•. C2

: Rl: 50

: Load

C4

75 pF

L3

100 nH

: Load

R5: :R6

50: :50 C7

1,5 pF

: Load:

LB10 nH

Ll0

10 nH L 12

10 nH

Rl50

Load

(~ ~)

Figuur 19: Het elektrische schema van (a) het hoogdoorlaatjilter,

(b) het laagdoorlaatjilter.

3.5 Het LP-filter (post-detectiefilter)

Het post-detectiefilter is een laagdoorlaatfilter met een bandbreedte van 200 MHz. M.b.v.

het programma 'Filtermaster' is het filter berekend. De eisen voor dit filter zijn gelijk

gekozen aan die van het IF-filter. Er is gekozen voor een 4e orde Cauer filter, het

elektrische schema is te zien in figuur 20.

24

R 1

50

L oad

L3

39 nH

C2 C3

9 OF 4 OF

LS33 nH

C4

20 pF

: Laad

R650

Figuur 20: Het elektrische schema van het post-detectiefilter.

De amplitude/frequentie karakteristiek, de groepslooptijd en in- en uitgangsimpedantie die

zijn berekend door het programma 'Filtermaster' zijn opgenomen in bijlage 9.

4 DE MEETRESULTATEN

De onderdelen van de D&M demodulator (de filters, de demodulator, de A.G.C. en de

opteller) zijn elk apart doorgemeten. De meetresultaten zullen in de komende paragrafen

behandeld worden. Als laatste zullen de meetresultaten van de gehele demodulator

gegeven worden.

4.1 De meetresultaten van het hart van de demodulator

In eerste instantie is de statische overdracht (de uitgangsspanning als functie van de

frequentie, zie figuur 3) van de demodulator bepaald. Door de uitgangsspanning te meten

als functie van de frequentie is deze overdrachtsfunctie bepaald. Met behulp van een

sinusgenerator is een frequentiegebied van 10 MHz t/m 780 MHz doorgemeten met

intervallen van 10 MHz. Het ingangssignaal heeft een amplitude van 0,4 volt en de stuur­

spanning is ingesteld op Vgc = 4,01 volt. Het resultaat is te zien in figuur 21. Uit deze

figuur blijkt dat de uitgang van de vermenigvuldiger een 'dc'-spanning heeft van ongeveer

3,5 volt, deze 'dc'-spanning wordt gesperd door een capaciteit (10 nF).

25

600 MHz

Vamp = 0,4 VoltVgc = 4,01 Volt

3,12

3,60

3,34

Î 4,00.---------------------.

Vuit[V] 3,78

2,90 '=---~--____7"'=_--__:_=::~-___=_=_=_--=10 164 472 626 780

Frequentie ------..[MHz]

Figuur 21: De gemeten Frequentie - Spanning overdracht van de D&M demodulator.

In figuur 21 is te zien dat de 2e-nuldoorgang (centrale frequentie) bij 465 MHz ligt en dat

de 'space'- en 'mark'-bits (resp. 310 MHz en 620 MHz) bij het minimum (maximum) van

de overdracht liggen. Als de berekende en gemeten overdracht met elkaar vergeleken

worden, blijkt dat deze twee goed met elkaar overeenkomen.

In tweede instantie is het dynamische gedrag van de demodulator bepaald. Het probleem

bij deze meting is het genereren van een geschikt (CPFSK) testsignaal. Het is in praktijk

onmogelijk gebleken met een stuurbare oscillator een testsignaal te genereren dat de

gewenste bitsnelheid (310 Mb/s) heeft. Daarom is gekozen voor een totaal andere

oplossing, het CPFSK-signaal wordt gegeneerd m.b.v. bitpatronen. Het 'space'-bit (h. =

310 MHz) wordt gerepresenteerd door één periode van een (symmetrische) blokgolf van

310 MHz, zie figuur 22a en het 'mark'-bit (f; = 620 MHz) wordt gerepresenteerd door

één periode van een (symmetrische) blokgolf van 620 MHz, zie figuur 22b.

[----~-------~~~----------~J ~-----_. ------'------ -------

(a) 'Space '-b it (b) 'Mark '-bit

Figuur 22: De representatie van het 'space'-bit (a) en het 'mark'-bit (b).

26

Op deze manier kan een datareeks gemaakt worden waarbij de fase van het signaal

continu verloopt, want de frequentie-omschakeling geschiedt elke keer op een nuldoor­

gang van de bits. Stel dat eerst een 'space'-bit en daarna een 'mark'-bit wordt gegene­

reerd, dan wordt het testsignaal (bitpatroon) in figuur 23 weergegeven.

'Space '-Bit 'Mark '-Bit

-----------------------------~-----------------------------

[.' ". .' ".

..... :: .,'. . .

. :.-------------~ "':'-------------.c:--------' .--------: :.-------.":"'------

'1 . '1 ' '0 . '0 . '1 ' '0 . '1 . '0 .

Figuur 23: Het testsignaal dat ontstaat als een 'space'- en een 'mark'-bit wordt

gegenereerd.

Als het testsignaal gefilterd wordt door het IF-filter ontstaat een signaal dat goed overeen­

komt met een CPFSK-signaal. Het testsignaal dat gebruikt is voor het circuit bestaat uit

uit een reeks van 16 bits ('mark' of 'space') die Manchester (lB2B) gecodeerd zijn. Het

vermogensspectrum van dit (gefilterde) testsignaal is gemeten met een elektrische

spectrum-analyzer, het resultaat is in figuur 24 te zien.

Er is te zien in figuur 24 dat het spectrum niet geheel gelijk is met het berekend vermo­

gensspectrum van het CPFSK-signaal (figuur 4). Dit is te wijten aan het feit dat het

testsignaal niet 'random' is, het signaal wordt namelijk Manchester (IB2B) gecodeerd.

Om te verifiëren dat de verschillen zijn ontstaan door de Manchester-codering is het

vermogensspectrum van een pseudo-random (CPFSK) signaal gemeten met een spectrum­

analyzer, zie figuur 25.

27

HEr ,17. no :nV1.I~1

I

I_.1 _

AfT 10 118-I --

_.-_. -r: II 1

- .-

II -, ~·1Kn I

I I I r;nn.G ~,lH;'

i. -

I 'I~. 11 - mv --t

.1--. _..

I-

i

..• - - I1----.- _ ... -- --- - . -

I.- ._--- -

=I_~-- - -- --- --

. -"- -- - --- .. ... ----,-

III ,1/ II I.JJl Ij;.. -

CEHTEn 500. 0 I~Hl SPAN ~OOO ~·iHz

Figuur 24: Het gemeten vermogensspectrum van het testsignaal.

STOP 1.0000 Gllz

HUW1 t~Hz

VBW1 I~Hz

SWP400 ms 1....oIIoIl_

START 0 104Hz

flEF 47.25 mV AH 10 118 A_write BjJlank

LW f-:-= _-~! __ -~ ==t=--1------11- -- -1- - -- -- -t-----!--4

---==i~=--==~ _I-_. ---1-- _. --

--1---! - - - - . -t-t---+---+---l

Figuur 25: Het gemeten vermogensspectrum van een pseudo-random (CPFSK) signaal.

Bij het meten van het dynamische gedrag van de demodulator geeft het oogpatroon

inzichten over de werking van de demodulator. Als het oogpatroon 'open' staat, kunnen

de afzonderlijke bits gedetecteerd worden. Is het oogpatroon daarentegen 'gesloten', dan

kunnen de afzonderlijke bits niet meer gedetecteerd worden. Het onderstaande oogpatroon

28

van het ongefilterde uitgangssignaal is gemeten met een oscilloscoop, in figuur 26 is te

zien dat het oogpatroon nog net 'open' staat.

tB.OOOO ner-' -_., -- --- - ---,---,

28.0000 ne 38.0000 ne

---f----I---. '--

f--~,. _~Cl-I~'~-, c: -i-::" r~:I-· r~t--__, ~'--.J',,-::"~' '-- .--..:.-J "--.J"-'~' '" _:.~ • '_'~' :--"'--:'1--' .....

eh, ~ • 158.0 .Volta/dlvCh.:3 • 280.0 .Volta/dtvTI-ebae. • 2.00 ne/dtv

o" ..t0' 'a.tOela,

• 303.3 .volta- -~7.B .Volta• IB.oooo ne

Figuur 26 : Het oogpatroon van het ongefilterde uitgangssignaal.

Als nu het uitgangssignaal door het post-detectie filter gefilterd wordt, is het oogpatroon

mooi 'open' gaan staan, zie figuur 27.

38.0000 na16.0000 ne 28.0000 ne

~,~': .r~,r:I .'

~-r

'., ....I

I

,'T~U----'-l-T~-,~f---+--I---J

,', '.J. j: .,: i ..

I-----+----+-~--_f.--l__-- . .--.... -,--+---,1---~--

Ch. 2Ch. :3TI-eD.'.

• tOI.1 .Volte/~lv• tOO.8 .volte/dlv• 2.00 ne/dh

O"aet0' 'e.tDel.,

• 217.2 .Volte• -210.0 .volte• tB,OOOO na

Figuur 27: Het oog-patroon van het gefilterde uitgangssignaal.

Er is te zien in figuur 27 dat er enige ISI optreedt, hierop wordt nog terug gekomen in

paragraaf 4.5.

Aan het oogpatroon uit figuur 27 is te zien, dat de demodulator het gewenste dynamische

gedrag vertoont. Het oogpatroon staat open, dus de afzonderlijke bits kunnen gedetecteerd

worden.

29

4.2 De meetresultaten van de A.G.C.

Het circuit van de A.G.C. moet de amplitude van het uitgangssignaal ( < 200 MHz) van

de demodulator vertalen naar een gelijkspanning (die evenredig is met de amplitude). Als

testsignaal is een sinusgolf van 75 MHz en 155 MHz op de ingang van de A.G.C. gezet.

Door de uitgangsspanning van de A.G.C. te meten als functie van de amplitudes van de

sinusgolf kan de overdracht van de A.G.C. gemeten worden. Bij een ingangsamplitude

van 60 mV wordt het circuit zodanig ingesteld dat de uitgangsspanning 3,5 volt is. De

overdracht van de A.G.C. is te zien in figuur 28.

i+ 155MHz

6,00

Vgc 4,74

[V]3,58

2,37

1,16

t:. 75 MHz

-005 ~o==lI1f==2~~=4~0==~="""'~==~==-~·60 80 100 120

Amplitude ~

[mV]

Figuur 28: De overdracht van de A. G. C. met een sinusgolf van 75 en 155 MHz als

ingangssignaal.

Hierin is te zien dat de A.G.C. rond het instelpunt (Vamp = 60 mV, Vgc = 3,5 volt) een

lineaire overdracht heeft die evenredig is met de ingangsamplitude. Tevens is de over­

dracht een continue stijgende functie. Dit is nodig voor een correcte werking van de

regeling van de V.G.A. De versterkingsfactor van de A.G.C. Adel = 50.

4.3 De meetresultaten van het optelcircuit

Het optelcircuit moet de signalen ( < 200 MHz) correct optellen zonder het signaal te

vervormen en het 'opgetelde' signaalvermogen moet gelijk verdeeld worden over de vier

uitgangen van de schakeling. De amplitude/frequentie karakteristiek moet vlak zijn

30

( < 1 dB) voor frequenties kleiner dan 200 MHz. In figuur 29 staat de tijdresponsie van

het optelcircuit met een ingangssignaal van 250 MHz (blokgolf, amplitude = 0,4 volt) ._.A _ m___ • .. - -

/ r----..... r-~ r- - ........."-/ '\ 7 \ I \ /

./ \ LJ \ ./ \ ./~ =--- '-v

~ /'-- r r-"'" """'\ "-\ / \ J \ / \\ I \ ~ \ / \~v i'--/ '"V "-

Figuur 29: De tijdresponsie van het optelcircuit, boven staat het ingangssignaal en

daaronder staat het uitgangssignaal.

Het is nagemeten dat het uitgangssignaal gelijk wordt verdeeld over de vier uitgangen. De

frequentie-karakteristiek is gemeten met een tracking-generator en een elektrische

spectrum-ana!yzer.

,\TI 10 oB A.-Write Bjl1ank

200.0 MHzreilt -c: l ;:l"V UI.IIIl

"" ~.-.-......... -

REF LEVE-16.0

REF -16.0 oBm1àB/

ABW1 MHz

VBW1 MHz

SWP50111S

STAAT 0 MHz STOP 500.0 /tiz

Figuur 30: De amplitudelfrequentie karakteristiek van de opteller.

Het resultaat is te zien in figuur 30, waaruit blijkt dat de amplitude-karakteristiek van de

opteller binnen 1 dB constant is in het frequentiegebied van 0-500 MHz.

31

4.4 De meetresultaten van het IF-filter (pre-detectiefilter).

Met behulp van een netwerk-analyzer zijn de amplitude/frequentie-karakteristiek en de

groepslooptijd van het IF-filter bepaald. De resultaten zijn te zien in figuur 31 en 32.

CH1 AIR

0iJ

log MAG 5 dBI REF -20 dB_.. - --- -- --_._- ---- -- ---,----.---.r----,

( -~------ ~ -- I---+--+"--+---I---+--+-----l--~\cr .~

E ---.-e.-.------4----4---,--

f-------- 1-.--- - ---l---+--\-\-!----

t

---l----t---+---+----i\-

Figuur 31: De amplitudeljrequentie-karakteristiek van het IF-filter.

CH2 AiR delay 2 nsl REF 0 s

crE

Smo

,,--- I-\--

iI

I--

I,---\, ./~ ~-l---f-~ --- ----

~- _•.-.0-1

I---- j------

,

START .300 000 MHz 9TOP 2 000.000 000 MHz

Figuur 32: De groepslooptijd van het IF-filter.

Er is te zien in de figuren 31 en 32 dat het filter aan de voorwaarden voldoet die in

paragraaf 3.4 gesteld zijn.

32

4.5 De meetresultaten van het laagdoorlaatfilter (post-detectiefilter).

Ook voor dit filter zijn, m.b.v. de netwerk-analyzer, de amplitude/frequentie-karakteris­

tiek, de groepslooptijd en de stap-responsie van het post-detectiefilter bepaald. De

resultaten zijn te zien in figuur 33, 34 en 35.

STOP 1 000.000 000 MHZ.300 000 MHZCH1 START

CIE

CH1 ... /R lag "'AG 10 08/ FlEF -30 08ft. 1 r-r-r--i--jr------;--.-----c-i~:

.,.....---. .. I I ------j

i ; I I I ~ I

f--I-..r: ~~i-----;--1 'I

Figuur 33: De amplitude/frequentie-karakteristiek.

I1 I1 ne; RE~ 3 n.

iI I

~.~E Ilfns/ di vi

299.i79 mm IIlA..

I V! '-I-..L..-V I \J~ I

eI j ve: I I ""'-

S~ I

!----+--L II I

CH2 START .300 000 MMl: STOP 300.000 000 MHl:

Figuur 34: De groepslooptijd van het post-detectiefilter.

33

rtn jG_T200 i/.- ïeF. -"I°_~I__·~

.L ...--:--L__._ ;._- ! -. --._Lj L' I I i i t,.; 1

2. 44 M

I

II ! I I. I ' I

[1--- -[ --Î-r--iÇk -T~: 1- ft-- j--'/ .-

I .-r-.l.---

/ _1_. ~_J-1--. /

/.A

.~

I

ClE

CH! 9T.RT-~ n. STOP 1~ ntI

Figuur 35: De stap-responsie van het post-detectiefilter.

In de figuren 33 en 34 is te zien dat het filter voldoet aan de gestelde eisen. In figuur 35

is de stapresponsie van het lowpass filter te zien. Deze stapresponsie is door de netwerk­

analyzer berekend aan de hand van de amplitude/frequentie karakteristiek. De nuldoorgan­

gen van de uitslingering liggen ongeveer 2,5 ns uit elkaar. Bij een bitrate van 310 Mb/s

zouden deze nuldoorgangen 3,2 ns uit elkaar moeten liggen zodat minimale ISI ontstaat.

Er zal bij dit filter dus enige ISI optreden!

4.6 De meetresultaten van de totale D&M demodulator.

Tenslotte is het oogpatroon gemeten van het gehele circuit, zie figuur 36. Het oogpatroon

is gemeten waarbij op beide ingangen van de demodulator een testsignaal (paragraaf 4.1)

met een amplitude van 75 mV is gezet. Het vermogensspectrum van dit signaal is te zien

in figuur 24. Het dynamisch bereik (m.b.t. amplitudevariaties in het ingangssignaal) van

het circuit is gemeten door het ingangssignaal stap voor stap te verzwakken. Hierbij is

gebleken dat het circuit in staat is amplitudevariaties van ongeveer 27 dB te compenseren.

34

36.51200 nl 111.~200 nl"---' ._-- ._--_.....66.~~OO llli

-.~ ..-::--. ."

...( .....- .~-­,- . ',---t-: ' .----- - -7 - ~ 1--;"-_.- ,'--,

. ,---- ----., ,

1_ .I

t __ ·\4~.... _ .....,,~ ~.-: ..... .,..~ ...:",.......,..-_ "',.~

--po- -. .. ' -....-0- • -. ~ _"- r-r-- ... • -,-p-- -.--- ,--,-- -.--,.-~-... -

eh, 2 - IS.UO .volli/atveh. 3 - 112.0 .'10 ll/~ VTI";'" • i.OO ni/atv

. .~__.i-

Ol fUlo t&ltRf ~V

- :U. bO ..Vu Hl• -20!l.B .....oltl• 36.~200 nl

Figuur 36.' Het gemeten oogpatroon van het gehele circuit.

Uit figuur 36 is de ISI te bepalen op de sample-momenten. Het oogpatroon is voor 25 %

gesloten, dus de ISI is 25%.

35

5 Conclusies en aanbevelingen

In het verslag zijn de afleiding van de BER-karakteristieken en de praktische realisatie

van de (polarisatie diversity) D&M demodulator behandeld.

Bij de berekeningen van de BER is uitgegaan van een laserlijnbreedte van 1 MHz. Dit

betekent dat de gezamenlijke lijnbreedte van de zendlaser en de Lokale Oscillator 2 MHz

is. Deze berekeningen zijn uitgevoerd voor één enkele tak van de polarisation diversity

D&M demodulator. Uitgaande van de bovenstaande gegevens is gebleken, dat een

BER = 10-9 is te realiseren bij een (SIN) = 14 dB, zie figuur 8.

Het gehele circuit is gerealiseerd in een aantal deelschakelingen, die met 50 {} coax-kabels

verbonden zijn. Op deze manier zijn de karakteristieken van de afzonderlijke onderdelen

gemakkelijk te bepalen.

In de praktijk is gebleken dat het niet eenvoudig is, om met behulp van een stuurbare

oscillator een testsignaal te genereren. Dit omdat de gewenste bit-rate (310 MHz) niet

bereikt kan worden m.b.v. deze oscillators. Daarom is het testsignaal gerealiseerd m.b.v.

een bitpatroongenerator.

De statische en dynamische karakteristieken van de D&M demodulator zijn gemeten en

deze metingen duiden op een goede werking van het gehele circuit. Uit de metingen is

gebleken dat het dynamisch bereik (m.b.t. amplitudevariaties in het ingangssignaal) van

de demodulator ongeveer 27 dB is en dat de ISI die optreedt op de sample-momenten

ongeveer 25 % is.

De BER-metingen zijn niet gedaan, omdat in de praktijk het testsignaal met faseruis nog

niet gerealiseerd is. Deze BER-metingen moeten in de toekomst nog uitgevoerd worden.

In de toekomst zouden alle onderdelen geïntegreerd kunnen worden op één print-board.

36

Literatuurlijst

[1] Jerzy Siuzdak & W. van Etten,

'BER Performance Evaluation for CPFSK Phase Diversity Polarization Diversity

Coherent Optical Receivers',

Journal of Lightwave Technology, vol.9, NO. 11, November 1991,

pag. 1583-1592.

[2] Katsumi Emura et al.,

'Optimum System Design for CPFSK Heterodyne Delay Demodulation System

with DFB LD's "

Journal of Lightwave Technology, vol.8, NO.2, February 1990, pag. 251-258.

[3] I. Garret & G. Jacobsen,

'Theory for Optical Heterodyne Narrow-Deviation FSK Receivers With Delay

Demodulation' ,

Journal of Lightwave Technology, vol.6, NO.9, September 1988, pag. 1415-1423.

[4] John Barry & Edward E. Lee,

'Performance of Coherent Optical Receivers',

Proceedings of the lEE, vol. 78, NO.8, Augustus 1990, pag. 1369-1394.

[5] K. Iwashita & T. Matsumoto,

'Modulation and Detection Characteristics of Optical Continuous Phase FSK

Transmission System',

Journal of Lightwave Technology, vol.LT-5, NO.4, April 1987, pag. 452-460.

[6] G. Jacobsen & L.G. Kazovsky,

'CPFSK Coherent optical receivers: Impact of IF bandwidth and laser phase

noise' ,

Electronics Letters, 26 Mei 1988, Vo1.24, No. 11, pag. 715-717.

37

[7] David J. Corner,

'Modem Electronic Circuit Design' ,

Addison-Wesley series in Electrical Engineering, 1976.

[8] N.M. Blachman,

'Noise and its effect on communication' ,

McGraw-Hill Electronic Scïences Series, 1966.

[9] N.M. Blachman,

'The effect of Phase Error on DPSK Error probability',

IEEE Transactions on Communications, vol. com-29, no.3, Maart 1981,

pag.364-365.

[10] G. Nicholson,

'Probability of Error for Optical Heterodyne DPSK system with Quantum Phase

Noise' ,

Electronics Letters, 22 November 1984, vol. 20, no. 24, pag. 1005-1007.

[11] R.R. Anderson and J. Salz,

'Spectra of digital FM' ,

The BeU System Technical Journal, Juli-Augustus 1965, pag.1165-1189.

[12] Simon Haykin,

'Communication systems',

John Wiley & Sons, second edition 1983, New York.

[13] J.F.L Tol,

'Meten aan en met 1550nm LASERS',

Afstudeerverslag, Faculteit der Elektrotechniek van de Technische Universiteit

Eindhoven, Augustus 1989.

38

DATA inENe ....----

OPT out

~~.

;:::;:::.....~

'.

~OPT in

c=

.g

~:-....

~

~.

(JQ

ir

rD

'1:::l

FSK~

~

DATA

~

~- DEC

a·

DEMOD out

$:l....ë';::r

e..~.

PLL

~~.

w ....

FC

\0 ~

~-.~;"'l PO

Bijlage 2

SPECIFICATIES VAN DE CPFSK ONTVANGER

Local Oscillator : off-set of 465 MHz locked

Lijnbreedte loc. osc. : 1 MHz

Lijnbreedte zender : 1 MHz

Baudrate : 310 MB

Modulatie : CPFSK

Modulatie index : 1 (310 MHz between 'mark' and 'space')

IF-frequency : 465 MHz

IF-bandwidth : 700 MHz centered at 465 MHz

LP-bandwidth : 200 MHz

Front end Noise : 50.10-24 A 2/Hz

Bit Error Rate : < 10-9

sensitivity : -45 dBm

40

Bijlage 3a

De onderstaande formule van de Bit Error Rate moet worden bepaald,

11" co

Pe = 2 I fPII (eP2-eP1) ° PieP1) deP1 deP211"/2 -co

= ~ _ pe -P~ (-1)11 [I [p ] +1 [ p ] ] 2° exp[-(2n+ 1)2 ° 7f!:1PT]2 2 to 2n+1 11 2 11+1 2

(18)

Omdat de gemodificeerde besselfuncties zeer grote waarden aannemen (er kunnen

onnauwkeurigheden optreden) in het berekende interval wordt de functie als volgt

herschreven,

1 co ( 1)11P = - - x o" ---[exp(-x) ol (x)+exp(-x) ol +1(X)]2 o exp[-(2n+lfo7f!:1PT] (19)

e 2 f;o 2n + 1 11 11

met x = %p.

Namelijk de functiewaarde blijft beperkt in het berekende gebied,

-0,2 <11I(x) ° exp( -x) < 1 . (20)

Het resultaat is te zien met een !:1p = 2 MHz en een Rb = 310 Mb/s, voor verschillende

modulatie indices.

10-'

10-7

10-8

10-9

10- 10

10- 11

10-12L-~_~~_~~_----'-'------"'--'--""-,,,-----'------'~----'

8 10 11 12 13 14 15 16 17 18

(SiN) in dB

Figuur 2a: De BER met !:1p = 2 MHz en Rb = 310 Mb/s, voor verschillende (h).

41

Bijlage 3b

PROGRAMMA BER SNR.M

x = 4:35; % (x/2) = (SIN)

10 = exp(-x) .* bessela(O,j*x); % bepaling van 10

Il = exp(-x) .* (-j*bessela(l,j*x»; % bepaling van Il

Result = (10 + Il) .'" 2; % som wordt gekwardateerd

ResultvectorO = Result; % resultaat met .1" = 0 MHz

kl = -pi/31O; % bepaling van factor in exponent

Resultl = Result * exp(k); %

Resultvectorl = Resultl; % resultaat met.1" > 0 MHz

In = Il; % initialisatie recurente betrekking

Inplus = 0; % van de besselfuncties

for n = 1:20, % besselfuncties worden berekend t/m 121

Inplus = ((-j)"'(n + 1) * bessela(n + l,j*x» .* exp(-x);

Result = ((-I)"'n/(2*n + 1» * (In + Inplus) .'" 2;

ResultvectorO = ResultvectorO + Result;

Resultl = Result * exp(k*(2*n + 1)"'2);

Resultvectorl = Resultvectorl + Resultl;

In = Inplus;

end

BERO = (0.5) - x .* ResultvectorO;

BERI = (0.5) - x .* Resultvectorl;

axis([O 18 -12 -4]);

x = 10 * logI0(2*x);

semilogy(x, [BERO;BERl]);

xlabel('(S/N) in dB');

ylabel('Bit Error Rate');

% eindresultaat van BER met .1" = 0

% eindresultaat van BER met .1" = 1

% instelling van de assen

% Zet x in dB

42

Bijlage 4

De afleiding van het basisband ruisspectrum.

Het IF-signaal aan de ingang van de demodulator met ruis wordt uitgedrukt als,

u(t) = z(t) + n(t)

met z(t) is het informatiesignaal term en n(t) de ruis term.

Het gedemoduleerde informatiesignaal met de delay demodulatie, met delay tijd T is,

v(t) = u(t) • u(t + n= [z(t) + n(t)] • [z(t +n + n(t+n].

Het basisbandspectrum kan worden verkregen door eerst de autocorrelatiefunktie (Rn(T))

te berekenen van v(t) en daarna Fourier-transformatie op Rn(T) toepassen. De autocorrela­

tie van v(t) is

Rv(T) = E{[z(t) + n(t)][z(t + n + n(t + n]·

[z(t + T) + n(t + T)][Z(t + T + T) + n(t + T + T)]}

= E{z(t)z(t + nz(T + T)Z(t + T + T)} + 2Rz(nRn(n + 2Rz(T)Rn(T)

+ Rz(T + T)Rn(T - T) + RiT - T)Rn(T + T)

+ E{n(t)n(t + nn(T + T)n(t + T + T)}

met RiT) = E{z(t)z(t + T)} en

Rn(T) = E{n(t)n(t + T)}.

Het basisbandruisspectrum wordt verkregen door de Fourier-transformatie toe te passen

op alle componenten die ruistermen bevatten:

Snif) = F{2RinRn(n + 2RiT)Rn(T) + RiT + T)Rn(T - T) + RiT - T)Rn(T + T)

+ E[n(t)n(t + nn(T + T)n(t + T + T)]}.

In figuur 11 is een benadering berekend voor het basisbandruisspectrum voor een 28- 1

pseudo-random pulssignaal, dit is ook gedaan m.b.v. het 'Wiener-Kinchin' theorema.

43

Voor het IF-filter is een rechthoekig filter verondersteld dat ongeveer 95% van het

signaalvermogen doorlaat (Bif = (m + ~).Rb)'

44

Bijlage 5

OAVANTEK IVA-05118Silicon Blpolar MMIC1.5 GHz Variabie Gain Amplifier

Features Avantek 180 mil Package

30

TYPICAL VARIAalE GAlM v.. FREaUENCY

TA:II 25-<:, Vee =5 V, VN =0 V

4.0

7

Not•• :lunless olherwls8 IP.cafied)

,. Dimensio"s are ~2. Toleranc8s _

in .xx.x =!.OOSmm .x.x. = ~.'3

0.5 1.0 2.0

RF F,equency, GHz

0.2

I ......... Ygc: 01,2.5 V

""\ 3.7 V,4.0 V

" 5.0 V

-10

-20

-300..

20

'" 10...cf 0

30ttom of PaCKag8 IS V ..ê IAC Grounol

, :. 0I..=ut : 8 F1F GrOUtlCl (;lOloona::

.~,""CGrounClI7 Vet:"M,~CGrounClI S LOGrOlJnClrQPllOna:1

" ;:;;:- !nOUI I 5 LO jnOUI

="P\I CESCRIPTTQN

! • 0.400I 10:16

: f+- ~'.;~o ~I :~ 0.180 SO _ i I

, I i 4.57S0 I i 0.006

-'0io'-.:7-8-L~~--' !LJ_.1_:_7••,....--••- v.. AC GROUND -.-­

0.030-:76

"D: ,0.165 O.OSO

4T9 127 0.015

i --r -.L.381

...I''--__L__~===~----I__.__

Electrlcal Specifications" TA =25°C

• 50 MHz to 1.5 GHz Bandwidth• Data Rates up to 2.0 Gblt/s• High Galn: 26 dB typlcal• Wide Galn Control Range: 30 dB typical• DIfferentlal Output Capability• Bias Vee·V•• =5 V• 5 V TIL Compatible Vge Control Voltage, Ige < 3 mA• Hermelic Glass·Metal Surface Mount Package

DescrlptlonAvantek's IVA-05118 is a vanaole gain amplifier housed in aminiature glass-metal hermetlc surface mount package. It is de­slgneo for narrow or wide banowldth commercial, lnoustnal andmilitary applications that require high galn and wide gain controlrange. The amplifier can be used in a single-enoed or differentlaloutout coniiguration. For low ireouency applications «50 MHz)a bypass capacitor and senes resistor are connected to pin 4,the AC Input Ground lead.

Typical applications include vanable gain amplification for fiber­OpliC systems at data rates in excess of the 1.24 GbJs SONETstandard. mobile radio and sateilite receivers, millimeter wavereceiver IF amplifiers and communications receivers.

The IVA series of variabie galn amplifiers is fabricated uSlngAvantek's 10 GHz Ir, 25 GHz f"u ISOSAT'"-I silicon bipolarprocess. This process uses nrtride sen-alignment, sub­micrometer lithography, trench isolallon, ion implantation, gOldmetallization and polyimlde inter-metai dielectric and scratchprotection to achieve excellent performance, unlformrty and reii­ability.

Differential input option is available. Contact factory for funherdetails.

Symbol Parameters and Test Conditlons" Vee =5 V, V•• =0 V, Vgc =0 V, Zo =50 n Units Mln. Typ. Max.

GP Power Galn IS21 I' f = 05 GHz oB 20 26

j,GP Gain Flalne5s t = 0.05 to 1.0 GHz oa ::0.3

f 3d8 3 dB BandwidthJ GHz 1.0 1.5

GCR Gain Control Range f = 0.5 GHz. Vge = 0 to 5 V dB 25 30

ISO Rever5e l5oialiOn (IS,21') f = 0.5 GHz. IJge = 0 to 5 V dB ~5

Input VSWR t = 0.05 10 1.5 GHz, Vge = 0 to 5 V 1.7:1VSWR

Output VSWR f = 0.05 to 15 GHz. Vge = 0 to 5 V 1.5:1

NF 50 n Noi5e Figure f = 0.5 GHz dB 9

P, oB Output Power @ , dB Compre55lon f = 0.5 GHz dBm -2

IP3 Output Third Order Intercept Point f = 0.5 GHz cBm atD Group Delay f = 0.5 GHz p5ec ~OO

iee Supply Currenl mA 25 35 45

Notes. '. The reeommended operaong voIlage range tor trllS deVice IS 4 to 6 V. TYPltaJ penormance as a functlcn ot VOltage IS on tne tollowlng page.2. As measured uSlng InDut Pin 1 and Output Pin 6: Wlth OutpU[ Pin 7 !ermlnarQd into 50 orvns.3. Ralaraneed from 50 MHz Gam.

An,*k. Inc. • 3175 Bowetw. A..... Sant. CIarL CA 95050& Phone (408) 727-0700 • FAX: (408) 727-0539 • 'fWX: 310·371·8717 01310-371·8478 • TELEX: 34-6337

4-20

45

Bijlage 5

IVA-05118 Silicon Blpolar MMIC1.5 GHz Variabie Galn Amplifier

Absolute Maximum Ratings

ParameterAbsoluteMaximum1

oelllce VOltage 8VPower oissipalion" 600mWInput Powe' ...14 dBmvgc-vee 7VJunCllon 1emperalure 200°CSlorage 1emperalure ~S'C 10 200°C

Tnermal Resislance" a!e = SO'CfIN

Notes:1 Permanent damage may occur if any ot these hmilS are exceededo2 1CASE = 2SoC

3 oerate al20 mWf"C lor Tc >170'Co4 SBe MEASUREMENTS sectlon "Thermal Resislance" tor more

inlormauon

Typical Biasing Configurationand Functlonal Block Diagram

.-------+-0 Vat

L-- Invertin;.---+-o--llr" 0u1pU1

C b10ck

.....+-0--1 t-O 0u1pU1

POWER GAIN.nd P, dB .t 0.5 GHz.nd lee ~ ... 8lAS VOLTAGE with Vgt ~ 0 V

Typical Performance, TA = 25°C,Vee = 5 V, V•• =0 V(unlesS olherwlse noted)

28 E 0 40lil c: '"" " Ec:. 26 ë -1 35

"C 'C u

2' ~ -2 30

22 -3 25-S5 -25 45 .125

30

26 -2E

lil 26 ii.-."'" 2' ~-6"

22 ~-8

20 -'0

~Pld l/'7"./ I~~

-u, /

Ice-5

Vee' V

45

25

207

30

POWER GAIN.nel P, dB ot 0.5 GHz.nd lee va. CASE TEMPERATURE with Vgc • 0 V

, ~ -POWER GAIN .nel P, dB ot 005 GHz

.nel I ge "0 GAJN CONTROL VOLTAGE P, dB va. FREOUEHCY NOISE AGURE va. FREOUENCY

4.00.2 0.5 1.0 2.0Froquoncy.GHz

I IG, = 10 dB -I I

G'TdrGp =25 dB

25

'05

0.'

20c:

"~ 15z

4.00.2 0.5 1.C 2.0FreQUtncy. GHz

Gp:z 15-25 dB

, ] IGp =S dB

I II Gp: -S dB

-250.'

E -5

31 c:

" -'0, u é:" 'ti -15

r:-20

o5

-G, \\ ,- ,-

~ P,dB .......'\"'--- .f"-.- -- IClc~ '--20o

30

E20

c: c:10'C "ei. é:0" "r:

-10

INPUT .ne1 OUTPUT VSWR va. FREOUENCYVac =G-5V

INPUT

r-.-J ~OUTTT

"'

GROUP DELAY v•• FREOUENCY

4.00.2 0.5 '.0 2.0F-.ency,GHz

I I IGp =-5 dB GP::l: 25 dB

t, IAJIi

~~Gp Z siB

i""300

0.'

500

i• 400c

4.00.5 1.0 2.0Frequency, GHz

0.2

,0.'

c:~ '.5>

A~.n.k. Inc • 3175 Bowerl AVe.. Sanla Clata. Ca 95054 • Ptlone 14001 727·0700 • FAX: '''08\ 727-0539 '" TWX: 3H)·371·S717 or 310.371-8476 Ol TELEX: 34·6337

4-21

46

Bijlage 6

!)AVANTEK IAM-81018Silicon Blpolar MMIC 5 GHzActlve Double Balanced Mlxer/lF Amp

1

D..L 2 1

0.165 0.0504.19 1.27 3

0.015.-- ..L.381, --.-0.400 .110.16

Avantek 180 mil Package

TYPICAL RF lO IF CONVERSION GAIN ... RF FREOUENCYT... .: 25-(; (low S1de lOl

105.0

Not••:(uni". olhlrwi•• lpech

1. Oimensiona 81'11 ~~2. Tolerances

in .xxx =%.005mm .xx =!.13

0.5 1.0 2.0

RF Froquoncy, GHz

0.2

IF lil 70 MHz r"\IF =, GHZ

--I"'-....1'0...

~

-50.1

10

f--- ~.;~o ~i ~, :..- 0.18050 ~ I

, ,__iJ 4.5750 I I .°iO~:~ L-d ~_,_+ 1 v.. AC GROUND --.-

0.030-:n:)~N DESCAIPTION

, iF 0uUlU1 j e r:l.F Ground 'OOIlOnai)

2 "H, AC Grounc I 7 \/?I:

3 \I~. AC Ground 1 6 lO Grouno 1001Ionall

ol ~F lt".QU1 : 5 LO ir,out

Electrlcal Speclflcatlons', TA = 25°C

DescriptionAvantek's IAM-81 018 is a complete low-power-consumptionaouole-balanced aClive mixer housed in a mlnralUre glass­melal hermelic surface mount package. It is designed lornarrow or wide bandwidth commercial. induslrial and militaryaoplicalions having RF inpuls uo to 5 GHz ana IF OUlPUIStrom De to 1 GHz. OperalIOn al RF ana LO Irequencles lessthan 50 MHz can be achieved using oollOnal external ca·pacltors 10 ground. The IAM-81 018 is oartlcularly weil suitedtor applicatlons Ihal require ioad-insensnive conversion galnand goed spurious signal suopression wnh mlnrmum LO andbias power consumptlon. Typical applicalions incluoe Ire­quency down convers ion. modulation, demedulation andphase detection lor liber-ootic, GPS satellite navigation, mo­bile radio, and battery powered communicatlonS receivers.

The lAM series ol Gilbert multiplier-based Irequency con­verters is labricated using Avantek's 10 GHz h, 25 GHz 1",,<

ISOSA1""'-1 silicon bipolar process. This process uses nitrideseil-alignment, submicrometer lithograony, trench isolaiion,ion implantation, gold metallization and polYlmlde inter­metal dielectric and scratch protection 10 achieve excellentperformance. unilormity and reliability.

Features

8 dB RF-IF Conversion Galn From 0.05 - 5 GHz• IF Output From DC to 1 GHz

Low Power Dlsslpatlon: 60 mW at Vee =5 V typ.Single Polarlty Bias Supply: Vee =4 to 8 VLoad-Insensitlve PerformanceConversion Gain Flat Over TemperatureLow LO Power Requirements: -5 dBm typicalLow RF to IF Feedthrough, Low LO LeakageHermetIc Glass-Metal Surface Mount Package

Symbol Parameters and Test Conditions: Vee = 5 V, Zo = 50 n. LO =·5 dBm, RF = -20 dBm Units Min. Typ. Max.

Ge ConversIon Galn rlF: 2 GHz. LO; 1.75 GHz oB 7.0 8.5 10

13 dBRF RF Banowldth (Ge 3 dB Down) 'F: 250 MHz GHz 45

13 cBIF IF Bandwidth (Ge 3 eB Down) cO: 2 GHz GHz 06

P, eB IF Output Power al 1 dB Galn Compresslon rlF; 2 GHz. LO: 1.75 GHz oBm ~

:P3 IF Output Third Oroer IntercePI Point =ïF: 2 GHz. LO; 1.75 GHz oBm 3

NF SSB Noise Figure =ïF; 2 GHz. LO; 1.75 GHz oB 15

RF PortVSWR ; ;00510 5 GHz 1.5.1

VSWR LOPortVSWR f ; 0.05 105 GHz 1.5:1

IF Port VSWR Ic 1 GHz 15:1

RF;I RF Feecthrough aliF Port rlF; 2 GHz. LO; 1.75 GHz dBc -25

LO;, LO Leakage ailF Port LO: 1.75 GHz OBm -25

LOrf LO Leakage al RF Port LO; 1.75 GHz cBm -35

lee Supply Current mA 10 12.5 16

Note: ,. The recommended ooeratlng vonage range for thlS C8VIC8 IS 4 to 8 V. TYPlcal oertOC'Tnance as a functlon ol voltage IS on the followlng page.

Avantek. lnc. • :lUS 80wers Ave.• Santa CI.v&. CA 95054 • ~non. (408) 727-0700 • =AX: (4OIJl727-(lS:J9 • TWX: :l10·371·B717 or 31Q.:l71·8478 • ':'ELEX; 34-6337

4~

47

Bijlage 6

IAM-81018 Silicon Bipolar MMIC 5 GHzActive Double Balanced Mixer/lF Amp

Absolute Maximum RatingsI Absolute

ParameIer Maximum'

DeVIce Voltag~ 10 VPower D.sslpatlon' 3 300mWRF Input Power +14 dB".,LD Input Power +14 dBmJunCllon TemperalUre 2DO'CSlorage Temperature --<i5"C to 200°C

Thermal Resistance": 6!c = 50'CN/

NOIes:1 Permanent damage may occur it any ot these hmits are exceeded.

2 TeA5E = 25'C

3 Derate at 20 mWfOC lor Te >185'C

4 See MEASUREMENTS seClion "Thermal Resistance" tor moreinlormanon

Typical Biasing Configurationand Functional Block Diagram

C. bloek C block OpbO"&!

IFQulput ~ r--------H~ I1

~ I 7II~ r----o Vee =5v

V.. _OV~ H~II~ ~II

~ I I éo"lion",RF In"", , LOl""",

CblOr:J1.L "'_--~CblOc:k

VHCO~_ "v

Hole: Ho eu.mal BALU~ ..... r-.quirec1.

CONVERSION GAIN. IF F, dB Ind lee CURREN":v.. \'cc BIAS VOLlAGE

Typlcal Performance, TA =25°C, Vee =5 VRF: ·20 dBm at 2 GHz, LO: -5 dBm at 1.75 GHz(unless otherwl5e noted)

-<Eu

o ~

5.125+2~ +SS

TltfnC)frature, ·C

I •t--Ge Icc--'

I ---- ---~ f:.-;::B -'

-'0-5~ -25

CONVERSION GAIN. IF P1 dB end lee CURRENTV8. CASE TEMPERATURE

'5

E'0

<:< '" ..E ..

'"u .:, ..u " ~ -5

!:

20

o8 '06

Vee. V

'cc :/,.....

L.-Ge~ :;: ./

~

/t(•

/ -Pi dB

-'0 o

.5

'" '0...:,

"

RF .olF CONVERSION GAIN vo.IF FREQUENCV RF, LO Ind IF PORT VSWR VI. FREQUENCV RF to IF CONVERSION GAIN V8. LO POWER

-10 _~

LO Power. dam

-/'

10

o-'5

'"...:," .

R"­LO--I"

-'2:1 1--;-+-f+++I#---+-+-i-~F+I+i

1:' '=o."",_L.....L-w..J..I.W-,.o:--"'....-.....L:c.JJJ'o.

fr~ncy.GHz

':1 ...--"'-""''''''''T"T"nr--.---,....,..'''T''rT'!Tl

3:1c:!l:'">

0.1 1.0 2.0

IF F,.q..ncy (RF-l..O). GHz

I' LO lil: 2 GHz

- ~I! .....Rt'I LO •• GHz

~HIGH SlcE LO - I ILOW SlPE LO -- I I .\''"

'0

o-2

.0'

Ol 6...:, ."

RF FEEcTHROUGH RELATIVE .olF CARRIER.dam LO 10 RF .nd IF LEAKAGE VI. FREOUENC't'

RF'oIFLO.oIF --LO.oRf--

:--...

" [)<'"

E

'"u"C -10CD":.,,­...~ ~-20oS ...... c:~~ -30

S"'" 0.' 1.0

Frequency, GHz10

...oS 2

HARMONIC INTERMOcULATION SUPPRESSIONIdB BELOW PESIREP OUTPUr,

RF ., 1 GHz. LO .1 0 752 GHz IF •• 0 248 GHz

- 2' 35 .75 .75 .7S

12 0 .. .. .75 .75

"., 38 71 .75 .75

36 26 53 57 .75 .75

27 •• •• n .75 .75

'5 35 63 62 .75 .752 3

HarmoNc RF OrderXrnn ;: Pil·Plm-rt·n-'ol

Aume... me Ol 317~ eowers Ave., Sanla Clara. Ca 9SOs.:. • Pl'lone 14001 727..Q1OC • FAX: (40B; 727.()~3; ~ TWX: 310-371·8717 or 310-371·8478 • TELEX: 34·6337

4-7

48

"Bijlage 7

!)AVANTEK MSA-0485MODAMpTM Cascadable Silicon BlpolarMonollthlc MIcrowave IntegratedCircuit Amplifiers

Features Avantek 85 Plastic Package

-.l '-" .020I I .51

GROUND 4

.008 ± .002"10 ="']5

Nal":(uni•• Olh.....i'. 'IMCI""')

1. Oimensions ar.~2. Toleranc••

in .xxx = :: .005mm.xx= =.13

RF OUTPUTAND BIAS

3I I

I IGROUND 2

I :_ .085 1

I 2.15 r--

RF INPUT

'1!?-..lJ /~

~1 GJ====:==i=I ~ ! I .

;..,.~__ .5OO± .030__----<00;1..0'20 I 12.7 ±-:78-:rr

.060 %.010rn ±-:2!"

• Cascadable 50 n Galn Blook• 3 dB Bandwldth: DC to 3.6 GHz• 12.5 dBm typlcal PI dB at 1.0 GHz• 8 dB typlcal Galn at 1.0 GHz• Uncondltlonally Stabie (k>1)• Low Cost Plastic Package

DescriptlonAvantek's MSA-0485 is a high perlormance silicon bioc/arMonolithic Microwave Integrated Circurt (MMIC) housed in alow cost plastic package. This MODAMPTY MMIC is de­signed lor use as a general purpose 50 n gain block. Typi­cal applications include narrow and broad band IF and RFampliliers in commercial and industrial applications.

The MODAMP MSA-series is labncated using alO GHz IT,25 GHz IyAX silicon bipolar MMIC orocess wnich utilizes ni­tride sed-alignment, ion implantatIon and gold metallizatIonto achieve excellent undormlty. perlormance. and reliabliity.The use ol an eXlernal bias resistor lor temperature and cur­rent stability also allows bias Ilexibility.

TYPICAL POWER GAlN vo. FREOUENCY

TA." 2S-c,ld:dOmATypical Blaslng ConfiguratIon

--r-....I'

a.ln Aat ta O.e.

FTequoncy. GHz

'2

10

0.1 G.3 0.5 1.0 3.0

Rbi.....-'W'Y---o Vcc>7V

IN

Electricai Speclflcatlons" TA =25°C

Symbol Parametera and Teat ConditIona: fd =50 mA, Zo =50 Q UnICa Mln. Typ. Max.

Gp Power Gain (lS21 I') 1=0.1 GHz dB 831=1.0 GHz 7.0 80

6Gp Galn Flatness f =0.' to 2.5 GHz dB :0.7

13 dB 3 dB Bandw.dth GHz 3.6

Input VSWR 1=01 t02.5GHz 16:1VSWR

Output VSWR f =0.1 !o 2.5 GHz 2.0:1

1', dB OUtput Power @ , dB Gam Comcression 1= 10 GHz dBm 12.5

NF 50 Q Noose Figure t =10 GHz dB 70

IP3 Third Order Intercept Point 1= 10 GHz dBm 25.5

ti) Group Oelay t =10 GHz psec. 125

Vd Device Voltage V 42 5.25 63

dV/dT Device Voltage Temperature Coetficient mV/oC ~.O

Note: ,. The recommendlHl operanng CUlTenI range tor InIS deVIce IS 30 mA to 70 mA. TYP'C81 performance as a tuncaon of current /S on tl1e tOllowlng page.

Av.rMk. lnc. • 3175 saw.. Ave•• SMUl Cl..... CA g5()!5ot • ~~. (408) 727·0700 • FAX: (408) 127-0539 • TWX: 310-371-8717 or 310-371-8478 • ~ELEX: )4-6337

4-72

49

Bijlage 7

MSA-0485 MODAMpTM Cascadable Silicon BlpolarMonollthic Microwave Integrated Circuit Amplifiers

DEVICE CURRENT VL VOLTAGE

o1

Typlcal Performance, TA = 25°C(unless otherwise noled)

Absolute Maximum Ratings

ParameIer AbsoluleMaximum'

DeVIce Current 85 mAPower D,ss,pallon'·' SOOmWRF Input Power +20 dBmJunction Temperature 1SOcCStorage TemperalUre -65cC 10 150ce

I Thermal Resislance": a,e = 90cCM/

Noles:1. Permanent damage may occur it any of these ItmllS are exceeded.

2. TeASE = 25cC

3. Deraleat11.1mW/cCforTe>105ce.

4 See MEASUREMENTS section "Thermal Resislance" tor moreinformanon.

60

TC.~5·C~ -- IJ /f-- Tc ••.U·C

Tc. -2S'"C/1V/

ij1/- """=---

POWER GAIN VL CURRENT

--- --- --- 0.' GHz

/~'.0 GHz-- - ~- 2.0 GHz

,0"'"ti

OUTPUT POWER @ , dB GAlN COIIPRESSIONNOISE FlGURE AND POWER GAIN v•• CASE TEIIPERATURE

f ='.0 GHz, Id • sa mA

P, dB

~

- G.

~

NF

~

Ol

".."

+25 .55

Temper.ue. °c

-25

Ol

"!i

EOl 13

"cD 12

"~ 11

7050 6030o

20

Ol

".."

OUTPUT POWER @ , dB GAIN COIIPRESSION_ VL FREQUENCV NOISE AGURE vo. FREOUENCV

2.0O.S 1.0"->ency, GHz

0.2 0.3

Idc 30 mA

M ld= 50 mA

ff/Idc7DmA

f--- - - f--4

5.00.1

s.o

7.5

a:

"..: 7.0z

5.S

0.02.00.2 0.3 0.5 1.0

"'-cy, GHz

~70~ --l. _.....Iloc50mA -- "

~ I

- "I- f-- ---' --'~Id= 3D mA3

0.1

,.18

E~ 12

ë"..

Typical Scatterlng Parameters: Zo =50 n TA =25°C, Id =50 mA

s" S21 S'2 S22Freq.

Mag Ang dB Mag Ang dB Mag Ang Mag AngGHz

0.1 .21 1n 8.4 2.63 175 -16.1 .156 2 .08 -160.2 .20 176 8.3 2.60 171 -16.2 155 2 .08 -300.4 .20 172 8.2 2.57 163 -16.1 .156 3 .10 -540.6 .19 171 8.1 2.55 155 -16.2 .155 5 .13 -710.8 .19 168 8.1 2.54 146 -16.0 .158 6 .16 -631.0 .18 166 8.0 2.52 138 -15.7 .164 9 .18 -931.5 .16 167 7,8 2.46 117 -15.3 .17, 1, .25 -1162.0 .18 168 7.4 2.34 97 -14,6 .187 12 .29 -1352.5 .21 173 6.9 2.2, 83 -13.8 .204 16 .34 -1503.0 ,27 169 6.3 2.0, 65 -13.4 .213 13 .38 -1613.5 .33 161 5.7 1.92 48 -12.6 .234 9 .39 -1724.0 .38 154 4.8 1.74 33 -12.3 .242 6 .37 -1794.5 .42 145 4.1 1.59 18 -121 .249 3 .36 -1745.0 .44 131 3.3 1.46 4 -11.7 .259 -3 .34 -165

Amodel lor thlS deVice is available in me DEVICE MODELS seenoe.

Avantek, Inc, 3175 Bowers Ave.• Santa Clara, CA 9S054 PhOne (4081 727·07OC FAX: 10081727-0539 " TWX: 31().371·8717 or 31().371·Q47S TELEX: 34·6337

4-73

50

sm IlXIt 15lIt ~ ~ ~ ~ ~ 4S(Jl ~

Frequency [Hz]Chebychev - highpass filter (orde 3)

sm IlXIt 15lIt ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~

Frequency [Hz]Chebychev - highpass filter (orde 3)

\

- --~--------

~\\\\

"-~~- --=::-:-

IIn

~ IlIn

~~

I •.te.....,Of...... ,.2kCl)

-g Ik....,--C 800e-CD

:::1::600

>..8nCD

- 111Cl)

""'Cl 6n•.... Sn

C!)

• tiE 11eni 7n....I- In

sm IlXIt Ism 2001 2501 ~ 35(J1 4lXIt 4S(Jl 5lXIt 00

FreQuency [Hz]Chebychev - highpass filter (orde 3)

i--

--=

•~400.......•

CL 200+'":::J

(IJ -~~~t=:;t~;;t::::::j~:j;;;:::::::;;±::::j;;:;::=±=:j~0 0011 sm IlXIt Ism 200l 2S(Jl ~ 35(Jt 4lXIt ~SIJl ;NUIl

FreQuency [Hz]Chebychev - highpass filter (orde 3)

o

~

Of...... 1.2k ---~-- --+--+----+----+------1----+---1---1

-20CD

"'C _~

::I+'"-- -~cii' -50

:z::-60•

Een -70cKJ-80....

J-_!KIQ

~

al -10"'C......

CD"'C Ik --+--1--+----+------11----+---+---+---+-_~

+'"-- ftIVtc aw -

ClKJ:z:: 600 --+---+--+---+----+---1--+----+---+---1

•~ 400 I1---+----1----/--+--+---+--!--+------+----1

.......•C. 200 - --1------+----+-----1----+---+---+--+--+---1

c::::.......

2.2':tl ---- -~-r--~- - ~~ r-- -- -~- - -- ----.---~-~- -~~~ --r-~~ -

~.1Sn ~--+-__t---\-+-___\_j'_t_+_+__---+-_+_+----Jf__+___t_II-W

~ I.!il ~--+-__t---\___+____\_j'_t_++----+-_+_+-_1f__+_+f-Hl

~ IJC.!:II.25rI ~--+-__t---\__+___\_jf__H_+__--+_--+-+--Jf__+__\l~~ I

,.....en 2n I------+-----+----+--t-t-t-+-+-I---t----t-~-I-+-+--t-ll-l......

-

•E 1" f---+---+---\-+-+-~I-'I--t--+----+--+__~i__+_J',l_+____+_,~ V~~r---+---+---\-+~I_+_t-+__---I--+__+---J~J.+___+__+_+_I

..... .-"~....)'~(J\~-.......J...--J-L.-J....L...L..J.,.JI...l..lXI1-----=~~---:t:=..--'---·'-----'---L..L.-'-71G-

Frequency [Hz]Lowpass fl lter CCauer, orde 6)

lillrotFrequency [Hz]

Lo.pass filter (Cauer, orde 6)

~ ~-

i'..~-

--r--- - e-~

----

o,..... -2al-C -4~

Cl) -6-C -8:::J~ -10

C -12ClCl -ti

2::-16

•E -18enC -20IDI.- -22

..... -2'HI1

,.....OI:BJ~

ISO•

0.E 100

t--t•

0.50c::

t--t

r- r- -

- f--

-- - f- - -

r-.... I)~ --- -

IrotFrequency [Hz]

Lo.puss filter (Cuuer, orde 6)

125,.....Ol......

CD 100-c:::J.....-- 15CcaCD

2::so

,/v

""'"--" \ J

~-

--- --

IlXI1

Frequency [Hz]lowpuss fl lter CCuuer, orde 6)

IG

IG

IGHut

Frequency [Hz]C8uer filter (orde 4)

Hut

Frequency [Hz]C8uer filter (orde 4)

---

---V"'\.

1\1 7

~~ ..- ~

I

~

I)IJ

,J

)

11

V/

~J11'

"""

~ :bien

....... 0

~ -211-CD -~"'D

--fin....C!)-&I

CD .00

-g .60+J__ 1«1

5120~ 100

- 80CLE 60.......- ~CL

...., 20:l

'G 0 9(11

•E-'lhUJC -':bIGD....I- -1 tl

'G -1';(11IcmFrequency [Hz]

Cuuer filter (orde 4)

'(Dl

Frequency [Hz]Cuuer filter (orde 4)

"'\\~

\ - ----,~

/ r....",

~. J \

----..v \........

l'- 10..T"'" !'"ol'-

-10CD

"'D -15::I+J-- -20CaI:J -25

2::-:IJ

•Eien -35c., -~L0-

l- -~(J1

o

220~

01 200.......100

CD"'D 160::I+J 1~--C'20a~ .00

_ fK)

~oo

~AO

ê'20.......

UIIN