Empiece CON 3 SENCILLOS PASOS1. Observe los vídeos de comparación de bajo consumo2. Descargue los consejos y trucos para un bajo consumo3. Solicite muestras y herramientas de desarrollo www.microchip.com/XLP
Plataforma de Evaluación PIC16F193X ‘F1’ - DM164130-1
Microcontroladores de bajo consumo para diseños con bateríaMicrochip ofrece las corrientes más bajas en los modos activo y dormido
Prolongue la vida de la batería en su aplicación mediante los microcontroladores PIC® con Tecnología nanoWatt XLP y consiga las corrientes más bajas del mercado para los modos Activo y Dormido.
Las nuevas familias PIC12F182X, PIC16F182X y PIC16F19XX de Microchip, que incorporan un gran número de periféricos, ofrecen corrientes activas inferiores a 50 µA y corrientes en modo dormido de tan sólo 20 nA. Estos productos le permiten crear diseños aptos para baterías que también incorporan sensado táctil capacitivo, LCD, comunicaciones y otras funciones que ayudan a diferenciar a sus productos en el mercado.
La arquitectura de 8 bit de gama media Enhanced (Mejorada) de Microchip aumenta las prestaciones hasta un 50% y 14 nuevas instrucciones que mejoran hasta un 40% la ejecución de código respecto a los microcontroladores PIC16 de 8 bit de la generación anterior. Las familias PIC12F182X y PIC16F182Xincorporan:• Encapsulados de 8 a 64 patillas • Sensado táctil capacitivo mTouch™ • Múltiples periféricos de comunicaciones• Interfaces dobles I2C™/SPI• Salidas PWM con bases de tiempo
independientes• Modulador de señal para datos
La familia PIC16F19XX incorpora:• Sensado táctil capacitivo mTouch • Control de LCD • Múltiples periféricos de comunicaciones • Más canales PWM, con temporizadores
independientes• Hasta 28 KB de memoria de programa Flash • EEPROM de datos mejorada • Referencia de salto de banda de 32 niveles • Tres comparadores de entrada rail-to-rail
La electrónica es cada vez más com-pleja y difícil de comprender en toda su enormidad. Al menos eso es lo que de vez en cuando nos han dicho nuestros lectores, normalmente en conversa-ciones personales como las llamadas telefónicas o tomando un café en las ferias. En los últimos 50 años la electró-nica ha evolucionado, ha crecido, se ha expandido – o como quieras decirlo – a una velocidad terrorífica, dando como resultado una constante necesidad de cursos de formación y reciclaje, solo para estar al día.En estos años los circuitos electrónicos han crecido en tamaño y complejidad. Si hace muchas lunas podías hacer un circuito con un puñado de transisto-res y puertas, hoy recurres a algunos circuitos integrados especiales que obligan a leerse una pila de hojas de características antes de poder empezar. Sin embargo, esto no aparece como la razón principal para muchos aficionados a la electrónica, especialmente para los más mayores, se sientan perdidos en un bosque proverbial. En realidad, el mayor obstáculo parece ser la aguda combinación de hardware y software. Muchos ingenieros electróni-cos, desde el principio, tuvieron dificul-tades con la programación y prefieren trabajar solo con componentes. Para la generación más joven, es justo lo contra-rio: se encuentran totalmente a gusto con la programación, pero encuentran en el diseño hardware un asunto difícil, por así decirlo. Nada sorprendente, los circuitos electrónicos actuales son invariablemente una combinación de hardware y software, ¡forzándote a estar bien versado en ambas disciplinas!Para adaptarse tanto a los recién llegados como a los veteranos, viejos y jóvenes, suscriptores y no suscriptores, empezamos este mes un curso sobre electrónica que nos lleva de vuelta a las raíces. ¿Cómo se dimensionan circuitos básicos sencillos? ¿Cómo funciona cierto componente? Además, en cada entrega mostraremos un poco de software que permitirá poner en práctica el tema tratado, empleando un microcontrola-dor en lugar de componentes discretos. Esperamos que los LEDs de los que tratamos este mes vayan bien “para principiantes”.
¡Disfruta de esta edición!Eduardo Corral, Editor
6 Colofón
Información Corporativa de la revista Elektor.
8 Noticias Locales
Un paseo mensual por lo último en el mundo de la electrónica.
12 Reto de Diseño del chipKITTM de DesignSpark
Una nueva competición global de diseño de la mano de Circuit Cellar, Elektor y RS Components.
14 Interfaz para sonda lambda de banda ancha
Une un circuito integrado interfaz de sonda lambda con un microcontrolador y tendrás un medidor autónomo del nivel de oxígeno en los gases de escape.
22 Simulador de robot ROBBI
Una divertida aplicación basada en los deseos de un niño.
24 Electrónica para Principiantes (1)
¡Bienvenido a nuestro nuevo curso! Empezamos con LEDs y diodos.
28 Receptor de Código de Tiempo Ultra-preciso DCF77 Basado en DSP
Este proyecto emplea algoritmos DSP que se ejecutan en un micro dsPIC33 para extraer las señales con un precisión extrema.
34 ¡Que viene el bus! (11)
Este mes hablamos de un nuevo software que simula hasta tres nodos del bus programables libremente.
39 ¡Murciélago mejor rebozado!
La funcionalidad del detector de murciélagos de Elektor se puede mejorar sustancialmente utilizando micrófonos direccionales.
Hemos elaborado unos métodos para asegurar el mejor funcionamiento del medidor de radiación alfa, beta y gamma.
42 Depurador depurado
Encontramos un pequeño fallo en el depurador en circuito Microchip ICD3. Aquí te mostramos como lo hemos resuelto.
44 Receptor de Onda Larga de bajo consumo
La radio sigue siendo hoy en día uno de los caminos más espectaculares de entrada a la electrónica. Aquí tenemos un ejemplo.
48 Análisis de ondículas
Veremos como el sistema de desarrollo para PIC32 de Mikroelektronika puede utilizarse para analizar ondículas.
54 Monitor de frecuencia de Red
Normalmente asumimos que la frecuencia de la red eléctrica AC es muy estable y precisa, pero ¿es así? Vamos a verlo.
58 Curso de audio DSP - Parte 7
Este mes utilizamos nuestros conocimientos y hardware para construir un vúmetro digital con algunas características avanzadas muy interesantes.
66 Retrónica: Radio portátil ‘Colette’ de Philips (1956)
Las usuales características de la electrónica “extraña y antigua”.
70 Hexadoku
Nuestro rompecabezas mensual con un toque de electrónica.
76 Próximo número
Un avance de los contenidos de la próxima edición.
28 Receptor de Código de Tiempo Ultra-preciso DCF77 Basado en DSP
Para extraer el código de tiempo difundido por la alemana DCF 77.5 kHz con la más alta precisión posible, este proyecto ejecuta algoritmos DSP en un micro-controlador dsPIC33 de bajo coste para filtrar y demodular tanto la señal AM como las señales moduladas en fase, mientras se produce también un reloj de referencia muy estable de 10 Hz sincronizado con la portadora.
14 Interfaz para Sonda Lambda de Banda Ancha
Este diseño empareja un circuito integrado interfaz para sonda lambda con un microcontrolador para conseguir un dispositivo independiente para medición lambda. La auto-calibración incorporada elimina los problemas de ajuste y ase-gura la precisión en la medida. Esta flexible unidad entrega el valor lambda tan-to en forma de nivel analógico como en forma digital mediante un interfaz serie estándar.
60 Electrónica para Principiantes (1)En esta serie de artículos volvemos a las bases, y en electrónica las bases son in-discutiblemente analógicas. Sin embargo, somos conscientes que muchos prin-cipiantes están interesados también en la tecnología digital, por lo que en el ma-terial del curso incluimos también un circuito con microcontrolador. Empezamos con LEDs y diodos.
54 Monitor de Frecuencia de RedEl dispositivo de monitorización aquí descrito detecta pequeñas desviaciones en la frecuencia de la red en el rango de solo ±0.2 Hz, permitiéndonos vigilar la carga de la red de AC desde cualquier enchufe. Emplea un grupo de LED para mostrar la lectura.
Elektor Electronics Worldwide, es una edición que tiene por objetivo inspirar a sus lectores a que utilice la electrónica a todo nivel, presentado proyectos y desarrollos electrónicos y tecnología de la información.
Edita: Elektor International Media Spain, S.L. Apartado de Correos 62011 - 28042 Madrid - España.Tel.: 91 110 93 85 - Fax: 91 110 93 96Web: www.elektor.es E-mail: [email protected]
La revista está disponible en kioscos, librerías y tiendas de electrónica, o mediante suscripción. Elektor se publica 11 veces al año con una edición doble para los meses de Julio y Agosto.
Elektor se publica también en Inglés, Francés, Alemán y Holandés. Junto con las ediciones franquiciadas, la revista está en circulación en más de 50 países.
• Una distribución óptima de la temperatura gracias a
las bombillas IR especiales
• El cajón se abre automáticamente al fi nal del proceso
de soldadura
• La cubierta frontal permite una visión perfecta
Características:
• Tensión de alimentación: 230 V/50 Hz
• Potencia: 3500 W
• Peso: unos 29 kg
• Dimensiones: 620 x 245 x 520 mm (H x A x P)
• Método de calentamiento: Irradiación IR en
combinación con circulación de aire
• Manejo: Directamente a través de las teclas del menú
y el LCD del horno
• A distancia a través del software de PC y una
conexión USB
• Alcance de la temperatura: 25...300 °C
(300 °C máximo y 260 °C para soldar)
• Tamaño efectivo de la placa: máximo 350 x 250 mm
• Cantidad de sensores de temperatura: 2 internos fi jos
y 1 externo (incluido)
Precio:2495,00 € (IVA y gastos de envío excluidos)
El eC-refl ow-mate es el aparato ideal para montar proto tipos y pequeñas series de placas con componentes
SMD. Este horno SMT dispone de un amplio recinto de calen tamiento que ofrece amplitud de espacio a
otras placas. La temperatura se mantiene muy uniforme
y constante en todo el recinto gracias a la ayuda de
2 sensores incorporados y de tubos IR de calentamiento
con un desarrollo lineal A, diseñados especialmente
para esta máquina.
Elektor eC-refl ow-mateNuevo
Horno de refusión SMT profesional
ELEK ES1110 eC reflowmate s7.indSec1:7 Sec1:7 23-08-2011 23:10:54
Maquetación: David Márquez
Imprime: Senefelder Misset – Doetinchem, The Netherlands
Distribución en España: S.G.E.L.
Depósito LegalGU.3-1980ISSN 0211 – 397X31 de Diciembre de 2006
P.V.P. en Canarias: Precio de cubierta más sobre tasa aérea de 0,15 euros.
Derechos de autorLos circuitos descritos en esta revista son exclusivamente para uso doméstico. Los derechos de autor de todos los gráficos, fotografías, diseños de circuitos impresos, circuitos integrados programados, discos, CD-ROM’s, portadores de software y los textos de los artículos publicados en nuestros libros y revistas (que no sean anuncios de terceros) están registrados por Elektor International Media BV y no pueden ser reproducidos o difundidos de ninguna forma ni por ningún medio, incluidas fotocopias, escaneos o grabaciones, parcial o totalmente sin la previa autorización escrita del Editor.También será preciso disponer del citado permiso antes de almacenar cualquier parte de esta publicación en sistemas de recuperación de cualquier naturaleza. Los circuitos, dispositivos, componentes, etc., descritos en esta revista pueden estar protegidos bajo patente. El Editor no acepta responsabilidad alguna en ausencia de identificación
de la citada patente(s) u otra protección. La presentación de diseños o artículos implica que el Editor está autorizado a modificar los textos y los diseños presentados y a utilizar los contenidos en otras publicaciones y actividades de Elektor International Media. El Editor no garantiza la devolución del material a él enviado.
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Nuevas fuentes de alimentación de alimentación DC programables
La Serie Z+, con un tamaño un 33 por ciento menor, ayuda a incrementar la flexibilidad de los diseños de sistema y se presenta con cinco años de garantía. TDK-Lambda ha introducido su Serie Z+ de fuentes de alimentación programables, que se distingue por ofrecer mejoras en eficiencia, flexibilidad y fiabilidad con cinco años de garantía. Estas unidades ‘benchtop’ con formato 2U o de montaje en rack de elevada densidad han sido diseñadas para responder a la de-manda de una amplia variedad de aplica-ciones ATE y OEM, como test y medición, comprobación de componentes, diodos láser, fuentes de calor, amplificadores RF y elementos electromagnéticos. La primera unidad en llegar al mercado es el modelo Z+400 con potencia de salida de 400 W. Esta fuente de alimentación se en-cuentra disponible en versiones con tensio-
nes de salida de hasta 100 Vdc y corriente de salida de hasta 75 A. La Z+400 ofrece una reducción del 33 y del 40 por ciento en tamaño y peso, respectivamen-te, en comparación con la generación previa ZUP y otros productos similares del mercado. Y, por consiguiente, dota de un incremento del 49 por ciento en densidad de potencia. TDK-Lambda tiene previsto incorporar mode-los de 200, 600 y 800 W en los primeros meses de 2012 con el mismo tamaño que la Z+400. Todas las unidades tienen un ancho de 70 mm, por lo que es posible acomodar hasta seis fuentes de alimentación en un rack de 19”. Las fuentes Z+ cuentan con controles en el panel frontal con codificadores giratorios individuales para corriente y tensión de sa-lida, y acceso a diversos parámetros, como nivel OVP, modos ‘start-up’ y control remo-to y monitorización. Los dos displays de cuatro dígitos de ten-sión y corriente, así como los LED de estado y los botones para diferentes funciones de salida, completan las principales caracte-rísticas. La entrada de aire tiene lugar en el panel frontal, mientras que la salida se produce en la parte trasera para posibilitar ‘zero stacking’ y maximizar la flexibilidad y la densidad de potencia del sistema. La nueva serie dota de generación de función arbitraria y permite el almacenamiento de hasta seis funciones pre-programadas. Esto es ideal para el sector de la automoción y tareas de simulación de láser. Las fuentes Z+ también re-ducen el tiempo de proceso de comando y dis-ponen de secuencia de salida y dos pines de sa-lida programable (que se pueden emplear, por ejemplo, para controlar relés de aislamiento).
La Serie Z+400 opera en modos de corriente y tensión constante con una entrada de 85 a 265 Vac. También proporciona corrección de factor de potencia activa, velocidad va-riable de ventiladores y numerosas carac-terísticas de seguridad, como ‘Safe-Start’ y ‘Auto-Re-Start’ seleccionable por el usuario. Todos los modelos Z+400 integran interfa-ces USB, RS232 y RS485. Usando el interfa-ce RS485 serie estándar entre las unidades es posible gestionar la cadena de hasta 31 fuentes de alimentación en el mismo bus. El usuario también puede determinar la programación y la monitorización remotas de 0 a 5 o de 0 a 10 V. Otros interfaces digitales y analógicos ais-lados son opcionales, como el GPIB com-patible con IEEE-488.2 SCPI y ‘multi-drop’. Los drivers LabView® y LabWindows® y un interface LAN compatible con LXI-C tam-bién se encuentran disponibles. Es posible crear sistemas con mayor poten-cia al conectar hasta seis unidades idénticas en paralelo con corriente activa compartida. En una configuración paralela avanzada, la unidad máster reporta toda la corriente de salida de sistema, incrementando la flexibi-lidad, ya que las seis fuentes se comportan como un solo modelo. También se pueden unir dos unidades en serie para aumentar la tensión de salida u ofrecer salida bipolar. Las fuentes de alimentación Z+400 con el Marcado CE cumplen con los estánda-res EN55022-B, FCC Parte 15-B y VCCI (para EMI conducida y radiada); UL / EN / IEC61010-1 (seguridad); y UL / EN60950-1.
www.fr.tdk-lambda.com
Ventilar sin gastar
Fadisol presenta un extractor-ventilador que funciona con energía solarPara conseguir una ventilación perfecta sin necesidad de conectarse a la red eléctrica, Fadisol propone el extractor-ventilador C-0705. Se trata de un sistema compacto de aireación que funciona gracias a la ener-gía solar y de un modo totalmente automá-tico. El panel solar está integrado en la parte superior del aparato. La inclinación del mismo está calculada para conseguir un óptimo rendimiento, evitando a su vez la entrada del agua de lluvia. El C-0705 de Fadisol está diseñado para instalarse en una pared o muro de un modo muy sen-
cillo ya que requiere sólo 4 tornillos para fijarse. El C-0705 resulta ideal para evitar la forma-ción de humedad, condensación, moho o evitar los malos olores. Tiene capacidad para renovar unos 60 m3 de aire cada hora. Cada equipo incluye un juego de aspas im-pulsoras para la función ventilación y un juego de aspas extractoras que pueden utilizarse indistintamente según sea la fun-ción requerida. El cambio de las aspas es muy sencillo ya que se montan a presión.El extractor-ventilador compacto es adecua-do para utilizarse en cocinas, baños, casetas de jardín, garajes, graneros, o en cualquier lugar que requiera un sistema de ventilación
de aire que no dependa de la red eléctrica y que no genere costes añadidos.
El modelo T40FM, con mejoras en el cuerpo de medición, se adapta perfectamente para fuerza par de hasta 80 kNm. Los requisitos para las mediciones de par en los bancos de ensayos están aumentan-do continuamente en los últimos años. Así, por ejemplo, en los bancos de ensayos de rodillos, motores diésel y de transmisión se necesita medir de forma muy precisa par con valores cada vez mayores. Por esta razón, HBM, fabricante de equipos y componentes para la medida de magnitudes mecánicas y pesaje, lanza al mercado la brida medidora de par T40FM, una digna sucesora de la serie T10FM con la que se puede llegar a medir hasta 80 kNm sin ninguna dificultad. La brida medidora de par presenta un diseño mejorado del rotor y cuenta con nueva elec-trónica digital del rotor y el estator. Esta com-binación garantiza una alta precisión y capa-cidad de repetición en los bancos de ensayos. La estructura mejorada del cuerpo de medi-ción aporta una mayor rigidez en todas las direcciones. También se ha podido reducir la
masa y, por lo tanto, su momento de inercia de masas. Debido a su gran rigidez radial, ofrece buenas cualidades ante oscilaciones de flexión. Y, gracias a una rigidez a la torsión muy ele-vada, junto con el reducido momento de inercia de masas, se obtiene una frecuencia propia de torsión significativamente mejor. En medidas dinámicas, esto crea la condición previa para un nuevo cambio en la frecuencia de resonancia hacia valores más altos. La estructura general se mantiene con el objetivo de evitar fallos y, a su vez, recortar costes. El rotor mejorado de T40FM tiene la misma masa que la del modelo anterior T10FM. Esto garantiza su compatibilidad con modelos anteriores además de su fácil sustitución en las aplicaciones existentes. El montaje extremadamente compacto de la brida medidora de par ahorra espacio en la instalación del banco de ensayos y también costes. Las grandes fuerzas transversales permitidas posibilitan el montaje directo de elementos superpuestos en la máquina. La transmisión de valores medidos se realiza
de forma digital en el modelo T40FM. Para digitalizar y transmitir los va-lores medidos del rotor al estator se utiliza un conver-tidor Sigma-Delta especial. Esta transmisión digital asegura la inmunidad a interferencias, sin pérdida de datos, incluso en las aplicaciones críticas de CEM. Con el conversor A/D, en combina-ción con la elevada cuota de exploración de 38.125 valores medidos/s, se consigue evi-tar los efectos de aliasing a nivel interno. El interfaz TMC en el estator de la brida me-didora de par permite la comunicación con el módulo de interfaz TIM40, que es com-patible con diferentes buses de campo, como CAN, Profibus-DP o EtherCAT, lo cual garantiza su sencilla y flexible integración en bancos de ensayos ya existentes.
www.hbm.es
20 Productos
para elegir
THE
POWER SUPPLY
COLLECTION
1
THE
POWER SUPPLY
COLLECTION
1
More than 75 power supply designs for home construction
Mehr als 75 Stromversorgungs-Selbstbauschaltungen
Plus de 75 projets d’alimentation à réaliser soi-même
Meer dan 75 voedingsschakelingen voor zelfbouw
CD-ROMCD-ROM
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ISBN 978-90-5381-242-6
Ir. Menno van der Veen
– New models and applications –
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Un transductor de LEM establece nuevos niveles de precisión para medidas de corriente de tracción
Procesador de audio de bajo coste
LEM ha anunciado la serie ITC de transduc-tores para medidas de corriente con ais-lamiento galvánico y de alta precisión en aplicaciones de tracción ferroviaria, estable-ciendo así nuevos niveles de precisión para la medida de corrientes CC, CA y pulsantes.La nueva serie de transductores de LEM está formada por tres modelos, ITC 1000-S, 2000-S y 4000-S, con sus correspondientes rangos de medida de la corriente nominal de 1000, 2000 y 4000 ARMS. LEM ha diseñado especialmente la serie ITC para el sector de la industria ferro-viaria, alcanzando así la precisión de medida de Clase 0.5R cuando se exige la Clase 1R se-gún el estándar prEN 50463 para monitoriza-ción de la energía a bordo. La serie ITC presen-ta un error de linealidad inferior al 0,05% con corrientes de offset por debajo de +/- 20µA.La industria de la tracción ferroviaria exige una precisión sin precedentes que es ne-cesaria para mantener un control óptimo de los motores de tracción, pero principal-mente para la medida de la energía para registrar el uso de la energía con fines fisca-les, como por ejemplo para la facturación de los costes del consumo eléctrico en tre-nes que cruzan fronteras regionales. La in-dustria está trabajando en un estándar pro-visional (“pr”) denominado prEN 50463.La medida precisa de la energía depende de unas medidas precisas de la corriente y de la tensión y LEM cuenta con una amplia oferta para prEN 50463. Los transductores de la serie ITC, junto con los transductores
de tensión de alta precisión como la serie DV de LEM (disponibles con precisión cer-tificada de Clase 1R o Clase 0.75R), y un medidor de energía como el EM4T de LEM, ofrecen el nivel necesario de precisión.Los expertos en medida de LEM determinaron que las técnicas de medida basadas en efecto Hall no podían ofrecer la precisión necesaria, por lo que aplicaron sus conocimientos a la in-ducción magnética en lazo cerrado, obtenien-do como resultado un diseño con excelentes niveles de precisión y linealidad, bajas derivas térmicas y la eliminación de las pérdidas de inserción. Los transductores ITC son insensi-bles a la posición del conductor primario den-tro de su gran apertura de medida, ofrecen una tensión de test de aislamiento de hasta 14 kVRMS/50 Hz/1 min y presentan una exce-lente inmunidad ante sobrecargas transito-rias (100kA durante 100ms) e interferencias externas (como los campos magnéticos que son habituales del entorno ferroviario).El consumo de corriente varía entre me-nos de 80 mA y menos de +/-340 mA para el rango de medida con una fuente de
+/- 24VCC. El ancho de banda para el ITC 4000-S es de 82 kHz (3 dB) y las aperturas de los transductores permiten la inserción de grandes conductores: 102 mm de diá-metro (para el ITC 4000-S) o 63 mm de diá-metro (para el ITC 2000-S). Un devanado de test permite comprobar fácilmente el funcionamiento de los transductores ITC sin flujo de corriente en el primario.LEM ofrece la serie ITC en un encapsulado de una sola pieza (modelo ITC 4000-S) o en una construcción dividida (modelos ITC 1000 y 2000-S) con el cabezal de medida en una cápsula y la circuitería de medida montada de forma remota en una carcasa metálica con el fin de facilitar la ubicación del cabezal de medida en espacios restrin-gidos como el techo del tren.Los transductores ITC trabajan dentro de un rango de –40 a +85°C y cumplen o supe-ran todos los estándares de referencia para seguridad y para el entorno ferroviario, como EN 50124-1 y EN 50155.Su elevada precisión también hace que los transductores ITC sean ideales para una amplia variedad de aplicaciones de medi-da de corriente diferencial que exijan una precisión del 0,5% dentro de una corriente nominal del 5 al 150%.Los modelos ITC llevan la marca CE y, al igual que todos los transductores industriales de LEM, tienen cinco años de garantía.
www.lem.com
El nuevo dispositivo monochip, que elimina la necesidad de escribir o adquirir licencias de algoritmos, ofrece numerosas características para mejorar el sonido en múltiples productos. Quickfilter Technologies, empresa repre-sentada en España por Anatronic, S.A., ha anunciado un potente procesador de audio de tres canales que ha sido diseñado para ser insertado fácilmente en el path de datos digitales de audio. El QF3DFX Profound Sound™ Audio Proces-sor se puede configurar mediante el Quickfil-ter QFPro™ Design Software con avanzados algoritmos de audio (libres de ‘royalty’) para proporcionar efectos psico-acústicos, como aumento de graves, elevada restauración de frecuencia y sonido ‘surround’ virtual. Este procesador monochip también puede operar con sistemas de audio basados en I²S o TDM, y trabajar con un amplio rango
de datos de hasta 48 kilo-samples por se-gundo (ksps) con soporte para resolucio-nes de 16 o 24 bit. El QF3DFX es un modelo ‘self-booting’ y aporta control de pin para subir y bajar el volumen y función ‘mute’ con mínimos re-querimientos externos. El dispositivo entra automáticamente en modo ‘power down’ cuando no hay presencia de datos de audio, permitiendo su uso en aplicaciones de bajo consumo, destacando auriculares y altavo-ces inalámbricos. En productos de audio de consumo, como iPods®, MP3 ‘docking stations’ y barras de sonido, los altavoces tienen cada vez menor tamaño y están ubicados unos junto a otros. Con el Quickfilter Profound Sound chip, es-tos mismo altavoces pueden reproducir no-tas graves de 40 Hz y ofrecer separación su-ficiente para un crear un sonido envolvente.
Las aplicaciones típicas se completan con radio por Internet, reproductores MP3, tele-visores, ‘home theatre’, productos de audio en automóviles, ordenadores y tabletas. El QF3DFX, que se presenta en un encapsu-lado QFN (4 x 4 mm) de 24 pines, también cuenta con un kit de desarrollo asociado (QF3DFX-DK).
Sensores de ultrasonidos de Hong Kong X’Tals y sus aplicaciones
Sagitrón, distribuidor para España y Por-tugal de Hong Kong x’tals, fabricante de referencia mundial en la fabricación, ca-racterización y homologación de cristales presenta su nueva línea de productos de sensores de ultrasonidos.Los sensores de ultrasonidos de Hong Kong x’tals tienen el emisor y el receptor en el mismo encapsulado lo que permite aho-rrar costes en el proyecto ya que solo se
necesita un dispositivo. Están disponibles distintas versiones, con distintos tamaños y dimensiones de cables para que pueda adaptarse a los requisitos de nuestra apli-cación.Los sensores de ultrasonidos presentan las siguientes características donde se destaca la frecuencia central de operación que pue-de ser de 40KHz o 48KHz, la sensibilidad de -74dBm, la presión de transmisión en el
aire de más de 103dBm y su rango de temperatura de funcionamiento.En lo que respecta a la detección, como el emisor es el mismo que el re-ceptor, el sensor necesita de un tiem-po de estabilización después de enviar el pulso lo que torna que la distancia de detección mínima sea de 30cm y la máxima de 2m. Hay distintas aplicaciones donde es-tos sensores de ultrasonidos son muy importantes y ayudan a ahorrar costes y tiempo. Algunos ejemplos de aplica-
ciones y los beneficios del sensor de ultra-sonidos son:• Sensores de aparcamiento: informe de pla-
zas libres en aparcamientos (centros comer-ciales, estadios, etc) lo que permite ahorro de combustible y tiempo a la hora de aparcar.
• Sensores de paso: en una línea de pro-ducción para informe de cuando una caja pasa por un determinado equipo lo que permite tener un control sobre el tiempo de producción.
• Sensores de nivel de basura: En los conte-nedores grandes de basura para informar cuando está lleno para ahorrar combusti-ble del camión.
• Sensores de nivel de líquidos: informe del nivel de líquido en un contenedor para te-ner control sobre la cantidad que queda.
Además, Sagitron dispone de circuitos de aplicación para el control de estos sensores de ultrasonidos.
www.sagitron.es
Más información en
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Elektor ha congelado los preciospara el año 2012
En Elektor somos conscientes de la coyuntura económica en la que vivimos, por eso hemos decido congelar nuestros precios para el año 2012. Así, las ediciones normales mantendrán su precio en 6,50 € y la edición extra de verano seguirá con su precio de 8,50. De igual forma, las suscripciones mantienen sus precios exacta-mente igual que en 2011.
También queremos recor-daros que la manera más segura de no perderse un solo ejemplar de la revis-ta es la suscripción. Con una suscripción a Elektor, además de ahorrarte di-nero, tu ejemplar llegará puntualmente a tu casa o tu oficina cada mes. Te olvidarás de estar pen-diente de cuando está en el quiosco o si se ha agotado. Si quie-res garantizarte leer tu revista cada mes, suscríbete ahora a Elektor.
Análisis de ondículas
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0 0 3 7 9ISSN 0211-397X
[Analógico • Digital • Microcontroladores & Embebido • Audio • Test & Medida ]
Enero 2012
www.elektor.es
Interfaz de Sonda Lamba de Banda AnchaMedidor de Nivel
Reto de Diseño del chipKITTM de DesignSpark Aplica el kit de desarrollo chipKIT™ Max32™ y la galardonada herramienta software DesignSpark PCB para crear aplicaciones que respetan el medioambiente.
Ian Bromley (UK)Hacia finales de 2011 la población mundial paso la marca de los 7.000 millones y las Naciones Unidas (ONU) estiman que estará cerca de los 9.000 millones en unas décadas. A esto hay que aña-dir la demanda creciente de energía para soportar el crecimiento requerido por la mayoría de las economías emergentes y, sin duda, que satisfacer las necesidades de energía mundiales al mismo tiempo que se cuida el medio ambiente es uno de los grandes retos de nuestro tiempo. Para poder mantener una mayor sostenibilidad energética se requiere claramente el desarrollo de nuevas solucio-nes innovadoras y creo que la electrónica “embebida” puede apor-tar su contribución para alcanzar este reto global.No se trata sólo del desarrollo de dispositivos electrónicos de ultra baja potencia, de hecho, podría decirse que lo más importante es el aumento de la eficiencia energética de los sistemas electrónicos. Maximizar la energía de salida y proporcionar las prestaciones nece-sarias, al mismo tiempo que se reduce el impacto medioambiental y energético, se está convirtiendo en una relación muy significativa. Por ejemplo, en el mundo “embebido”, un microcontrolador de 32 bits es más probable que consuma más energía que un dispositivo de 8 bits, pero también tiene la capacidad de realizar cálculos muy rápi-dos y algoritmos de proceso que puede aumentar significativamente la eficiencia energética en aplicaciones de control de motores. Por lo tanto, cuando el año pasado, a Elektor y Circuit Cellar se les presentó la oportunidad de promover un concurso de diseño a nivel mundial, la elección fue fácil: tenía que ser sobre la eficiencia energética.Lanzado oficialmente a finales de noviembre en Elektor Live! y ofre-ciendo premios en efectivo que sumaban hasta 10.000 $, incluyendo un primer premio de 5.000 $, el reto DesignSpark chipKITTM tiene todo lo necesario para motivar a ingenieros entusiastas, estudiantes y aficio-nados para pensar en el uso de la energía y desarrollar soluciones que aumenten la eficiencia energética, al mismo tiempo que se reduce el impacto medioambiental. La aplicación ganadora del premio puede ser cualquier cosa que reduzca el consumo energético de un sistema. Por ejemplo, podría ser un cargador de baterías con eficiencia energética, un controlador para un molino de viento o, tal vez, un dispositivo de gestión de uso de energía que pueda ser usado en el hogar.Los participantes en el concurso están ahora desarrollando aplica-ciones de eficiencia energética y cuidadosas con el medio ambiente, basadas en la plataforma de desarrollo chipKITTM Max32TM de Digi-lent, la cual cuenta con un microcontrolador PIC de 32 bits de Micro-chip. Los primeros 1.000 participantes inscritos ya han recibido una placa de desarrollo chipKIT ™ Max32 ™ de regalo.
La plataforma de desarrollo chipKITTM Max32TM es una solución de 32 bits compatible con Arduino que permite a los ingenieros, estudiantes y entusiastas, integrar la electrónica en sus proyectos de manera fácil y económica. El hardware chipKITTM es compatible con las aplicaciones y protecciones Arduino de 3,3 V existentes. Ade-más, puede ser desarrollado utilizando una versión modificada del IDE Arduino y los recursos Arduino existentes, como el código ejemplo, las librerías, referencias y tutoriales. El chipKITTM Basic I/O Shield es compatible con la placa chipKITTM Max32 ™, y ofrece a los usuarios sencillo pulsadores, interruptores, LEDs, I2C EEPROM, sensor de tem-peratura I2C, y pantalla gráfica de LED orgánica de 128 x 32 píxeles.Todos los trabajos deben incluir una placa de extensión desarro-llada mediante la herramienta gratuita DesignSpark PCB de RS, con el código compilado con el entorno MPLAB® IDE de Microchip. La herramienta de trabajo DesignSpark PCB es única en la industria y desde su lanzamiento, en julio de 2010, más de 100.000 usuarios han descargado DesignSpark PCB, el programa de diseño de placas de circuito impreso profesional estándar de RS, que ha demostrado ser uno de los paquetes de diseño de PCB gratuitos más populares disponibles hoy día. Miles de usuarios han contribuido con sugeren-cias para su desarrollo continuado, a través de la comunidad Desig-nSpark, que está disponible en www.designspark.com.Durante la duración del concurso, que termina a finales de marzo de 2012, se recomienda encarecidamente a los participantes a aportar e interactuar con otros miembros de la comunidad DesignSpark “en línea”, mediante la publicación de información sobre sus proyectos, proporcionando información actualizada sobre los progresos y com-partiendo comentarios e ideas sobre sus respectivos diseños. Los par-ticipantes se clasificarán automáticamente para la entrada en el apar-tado de Elección de Premiados por la Comunidad (“Community Choice Awards”), además de su admisión en el sorteo de un premio de entrega inmediata a la mejor colaboración, para ganar vales canjeables para los productos pedidos a RS Components/Allied Electronics.Los trabajos para el concurso serán juzgados por su nivel de eficien-cia energética y por la calidad del diseño del circuito impreso de la placa de extensión. La admisión de los trabajos se cerrará el 2 de marzo de 2012 y los ganadores serán anunciados en abril de 2012.
(120020)Más información y detalles de la inscripción para el desafío DesignSpark chipKITTM están disponibles en: chipkitchallenge.com
Ian Bromley es un Ingeniero Técnico de Marketing de RS Components y el Director del Proyecto para la herramienta software DesignSpark PCB. Antes de trabajar para RS, Ian trabajó durante varios años
como consultor de diseño de apoyo con Texas Instruments, además de trabajar como ingeniero de aplicaciones de campo inmediatamente después de su graduación en 1994, con grado de honor, en
chipKIT™ is a registered trademark of Microchip Technology Inc. Max32™ is a registered trademark of Digilent, Inc.
Visit www.chipkitchallenge.com for complete rules and details.
* Participation in the Community Choice Awards does not increase your chances of winning the Grand Prize with your Final Project(s) submission. The deadline for Final Project submissions is March 27, 2012. See website for more information.
DesignSpark chipKIT™ ChallengeThe DesignSpark chipKIT™ Challenge is well under way! Have you registered at www.chipkitchallenge.com yet? Hurry over and get involved in the DesignSpark community today. By submitting your proposal for an energy-effi cient design solution, you will automatically be considered for a chipKIT™ Community Choice Award*. At the end of January, one lucky participant will be rewarded for having the most creative project proposal.
Awarded by the DesignSpark team, the winner of this sub-challenge will receive a $100 voucher for RS Components/Allie Electronics and a free digital subscription to Circuit Cellar and Elektor magazines!
Register your project today! Visit www.chipkitchallenge.com to participate.
Interfaz para sonda lambda de banda ancha Medida de la concentración de oxígeno de los gases de escape
La concentración de oxígeno de los gases de escape o de los gases de combustión nos da una información sobre la calidad de la com-bustión, que puede ser o no completa. Esta concentración permite calcular el valor de lambda (λ), que indica si la combustión se está haciendo con un exceso de carbu-rante o con un exceso de aire. Para λ = 1, la proporción de aire (de oxígeno) es exac-tamente la que se necesita en la combus-tión. En estos casos se dice que la mezcla es estequiométrica. Si λ > 1, hay exceso de
aire, con lo que la combustión se efectúa en la zona “pobre”. Para el motor de combus-tión interna, se habla de una mezcla (gaso-lina/aire) pobre. Para λ < 1 estaríamos tra-bajando con un déficit de aire, con lo que la mezcla es “rica”. Es decir, no hay suficiente aire para una combustión completa.En la zona pobre, el exceso de aire pone más oxígeno a disposición de la combustión del que realmente se necesita. Así pues, nos encontramos con un exceso de oxígeno molecular en los gases de escape. Esta zona,
presenta interés sobre todo en los motores diesel y en las calderas de gas (por ejemplo, de gasóleo), que no funcionan bien en la zona “rica”.La zona rica se caracteriza por el hecho de que la combustión no utiliza todo el combus-tible. En los gases de escape encontramos un exceso de carburante no consumido.En un motor Otto, el rendimiento es máximo en el carburante cuando la mezcla es pobre (1,1 < λ < 1,25), pero, sin embargo, la potencia es máxima cuando dicha mez-
Sebastian Knödler (Alemania)
Para analizar una
combustión, en un
motor o en una caldera, se mide la
concentración de oxígeno de los gases emitidos
con la ayuda de una sonda lambda de banda ancha.
Sin embargo, el control de una sonda lambda de banda
ancha no es nada sencillo. El montaje utiliza un circuito
integrado, diseñado especialmente por el fabricante de la sonda, que
permite una medida precisa sin exigir un ajuste. Entrega los valores de las
medidas analógicas y digitales por medio de un interfaz serie.
Productos & servicios de Elektor
• Placa: 110363-1
• Controlador programado: 110363-41
• Diseño de la placa (PDF gratuito para su descarga)
• Programa del proyecto: 110363-11 (gratuito para su descarga)
cla está ligeramente enriquecida 0,9 < λ < 0,95. De igual forma, se utiliza una mez-cla rica para el “enfriamiento interno” del motor: el carburante no quemado enfría la cámara de combustión, las válvulas y otros componentes.A diferencia de una sonda lambda denomi-nada “de umbral”, que sólo presenta una pequeña zona de medidas en las proximi-dades de λ = 1 y que sólo detecta, prácti-camente, que λ > 1 y que λ < 1, una sonda lambda de banda ancha da acceso a los valo-res de λ desde 0,65 al infinito (= aire). Uti-lizada cada vez más en el mundo del auto-móvil, ha visto bajar su precio considerable-mente. Este factor no es un obstáculo para su uso en las calderas o para fines de vigilancia.
PrincipioUn artículo de noviembre de 2006, aún dis-ponible en [1], describía en detalle los dife-rentes tipos de sondas lambda. Su compo-nente base para la medida de la concentra-ción de oxígeno es una “célula de Nernst”, tanto si la sonda es de banda ancha o de umbral. Se trata de un elemento captor con base cerámica de circonio (ZrO2, óxido de circonio). A partir de temperaturas del orden de 300 °C, la cerámica conduce los iones de oxígeno cargados negativamente, pero no los electrones, átomos o iones de otro gas. Así pues, nace una diferencia de potencial entre los electrodos de una célula de medida de este tipo cuando la concen-tración de oxígeno que reina en un lado, es diferente a la que reina en el otro lado. Este es el caso en el que un lado está expuesto al aire ambiente (rico en oxígeno), mien-tras que el otro está expuesto a los gases de escape (pobres en oxígeno). La diferen-cia de potencial depende de la diferencia entre las presiones parciales de oxígeno de los dos gases (aire y gases de escape). La sonda lambda de banda ancha utiliza dos células cerámicas. Una es la denominada “de bombeo” y la otra la de “medida” (ver Figura 1). Así, entre la célula de bombeo y la célula de medida encontramos una ranura de medida. La célula de bombeo está colo-cada entre la corriente de gas de escape y la ranura de medida. La ranura de medida está conectada, por un pequeño canal, al lado de los gases de escape (en rosa en la Figura 1). Este canal conduce al exterior a través de la
célula de bombeo. La célula de medida está expuesta, por un lado, a la ranura de medida y, por el otro, al gas de referencia de oxígeno (aire ambiente).La célula de medida (célula de Nernst) es del mismo material que la de una simple sonda de umbral. La Figura 2 muestra las carac-terísticas de la misma. Esta célula sólo pre-senta interés para la detección en las proxi-midades de λ = 1, para una tensión de 450 mV. En la sonda de banda ancha, se ajusta este valor al lambda de la ranura de medida, por medio de una corriente que pasa a tra-vés de la célula de bombeo.La célula de bombeo está hecha del mismo material que la célula de medida (cerámica
con circonio dopado de litio) y sirve de membrana, cuya permeabilidad para los iones de oxígeno puede ser controlada por una corriente (la “corriente de bombeo”). Como la ranura de medida está unida al lado de los gases de escape por el canal que con-duce hacia el exterior, la corriente de bom-beo debe corregir las variaciones de con-centración de oxígeno del gas de escape, de manera que se mantenga el lambda de la ranura de medida a λ = 1 (= 450 mV para la célula de medida). La corriente de bombeo varía de forma bastante lineal en relación directa al lambda de los gases de escape, de manera que la intensidad de esta corriente da el valor del lambda (ver Figura 3).
Características• Interfaz para sonda lambda de banda ancha• Válido también para lambdas bajas• Salida digital con interfaz RS232• Salida de la sonda lambda y de los
estados de funcionamiento
• Diagnóstico de avería por registro de diagnóstico
• Salida analógica de 0 a 4 V• Calibración automática
Célula de Bombeo
Célula de Medida
110363 - 11
Calefactor
O2-
O2
O2 O2
O2
O2- O2- A
I
V
Figura 1. La sonda lambda de banda ancha utiliza dos células cerámicas, una es la “célula de bombeo“ y la otra la “célula de medida“.
1,00
[V]
[λ ]
0,90
0,80
0,70
0,60
0,50
0,40
0,30
0,20
0,10
0,000,50 1,00 1,50 2,00 2,50
110363 - 13
2
[mA]
[λ ]
1,5
1
0,5
-2,5
- 0,5
-1
-1,5
-2
00,5 1,51 2 2,5
110363 - 14
Figura 2. Las variaciones de tensión de la célula de medida (célula de Nernst) de una sonda lambda de banda ancha, son las de
una simple sonda lambda umbral.
Figura 3. En la sonda lambda de banda ancha, la corriente que atraviesa la célula
de bombeo, que varía proporcionalmente al lambda de los gases de escape, es el
UtilizaciónLa corriente que atraviesa la célula de bom-beo está influenciada por la concentración de oxígeno de los gases de escape, pero también por la temperatura de la cerámica de la sonda. La cerámica comienza a condu-cir a 300 °C, pero su resistencia no es lo sufi-cientemente baja hasta que no se alcanzan los 750 °C, su temperatura de uso.
Se limita la influencia de las variaciones de temperatura calentando la sonda. La regu-lación del calentamiento integrado utiliza la resistencia de la célula de medida (célula de Nernst), que es función de la temperatura. La resistencia a la temperatura de uso depende del tipo de sonda utilizado. Para una sonda Bosch de banda ancha, la LSU4.2, la resisten-cia conseguida es de 82,5 Ω, mientras que
para la LSU4.9, más reciente, la resistencia es de 300 Ω. Si la resistencia desciende por debajo de estos valores, la sonda está dema-siado caliente y el calentamiento debe dis-minuir. Cuando la sonda está fría (al arran-car el motor, por ejemplo), la cerámica debe ser calentada progresivamente. Así pues, la utilización de una sonda lambda de banda ancha exige un circuito interfaz que con-
Q1
14MHz74C8
22p
C7
22p
C3
100n
C18
100n
C2
100n
+5V
R1
10k
L1
47uH
C1
100n
C4
100n
SP3232EB
T1OUTT2OUT
R1OUT
R2OUT
R1IN
IC6
T1INT2IN
R2IN
C1–
C1+
C2+
C2–
VCC
GND
1112
10
1314
15
16V+
V-
789
3
1
4
5
2
6
C19
100n
C21
100n
C22
100n
C23
100n
C24
100n
+5V
X1
3
12
GND
TXDRXD
R22
39k
LM4041
IC4
R23
39k
R24
10k
+Ub
IC53
14
5
2
LMV321M7
+5V
R15 1k
C26
100n
C25
100n
R610k
X4
3UL
21
X2
3
12
PB3(MOSI/OC2)
PC5(ADC5/SCL)PC4(ADC4/SDA)
PB2(SS/OC1B)
PD4(XCK/TO)
PC6(RESET)
ATMEGA8-AI
PD2(INT0)PD3(INT1)
PD6(AIN0)PD7(AIN1)
PB1(OC1A)
PB4(MISO)
PC3(ADC3)PC2(ADC2)
PC0(ADC0)PC1(ADC1)
PD0(RXD)PD1(TXD)
PB0(ICP)
PB5(SCK)
PD5(T1)
XTAL1 XTAL2
AREF
IC1
AVCC
ADC6ADC7
GND
VCC
GND
VCC
PB6 PB7GND
20
1011
121314151617
28
2625
2324
27
29303132
18
19
21
22
83
4
9
7 5
6
12
R13
10k
+Ub +5V
C15
100n
C16
100n
R310k
C10
100nX3
1
32
45678
R1082R5
R74k7
R510
0k
R4
470k
R861R9
R12
10k
C14
100n
7805IC3
D6
1N4148
C9
100n
C20
10u35V
+5V+Ub
R18
470R
LED1
R19
470R
LED2
+Ubatt
Q2
IRLU024N-H
R2100R
R11
10k
D4
MURS120
R176k8
F1
4A
D2
MBRS320
D1
SM6T 24CA
F2
0A5
L2
47uH
C6
100n
C17
220u35V
+Ub +5V
R14100k
C13
100n
C11
100n
C12
100n
GND,GNDS
VCC,VCCS
CJ125
DIAHGDIAHD
IC2
RST
SCK
OSZ
RMUB
17
24
10
CM11
RS
UN
UP20
US19
VM18
IP
IA
SI 15SO 14
SS 16
13
UR 12UA 21
RF 23
CF 22
1
8
9
2
3
4
5
67
110363 - 11
C5
220u35V
R21 4k7R20
1kR16
1k
R9 1k
DIAHGDIAHD
SCK
SS
URUA
DIAHGDIAHD
URUA
UA
MOSIMISO
DIAHG
SCK
SS
MOSI
MISO
Figura 4. El montaje contiene lo esencial para hacer trabajar el circuito integrado interfaz de la sonda lambda, CJ125,así como un microcontrolador que permite el funcionamiento autónomo y por conexión de datos RS232.
tenga, al menos, dos reguladores: uno para la corriente de bombeo y otro para el de calen-tamiento. Por ello, Bosch ha desarrollado una primera versión del circuito de control com-pleto, el CJ110. Actualmente, el circuito equi-valente es el CJ125. El CJ135, su sucesor, ya está anunciado pero aún no está disponible para el público.El CJ125 integra lo esencial de las funciones de uso de las sondas de banda ancha de la serie LSU4.x, a saber:
• Regulación de la corriente de bombeo.• Producción de una tensión proporcio-
naba corriente de bombeo. • Ganancia de la corriente de bombeo con-
figurable (8 o 17).• Medida de la resistencia interna de la
célula de Nernst por medio de la deter-minación de la temperatura.
• Producción de un margen de ajuste para la regulación de temperatura.
• Diagnóstico de avería completo.• Función de calibración de la resistencia
interna y de la corriente de bombeo. • Función de corriente de referencia para
las sondas LSU4.9
Los valores de medida de la corriente de bom-beo y de la resistencia interior, son proporcio-nados por dos tensiones analógicas. Los pará-metros, funciones de calibración y de ganan-cia, por ejemplo, están accesibles para su lectura y escritura, por medio de un interfaz SPI. Este interfaz permite también el acceso a los registros de avería y de diagnóstico.La hoja técnica [2] del CJ125 nos muestra el esquema funcional que, por desgracia, es un poco complicado.
Circuito y cableadoEl circuito específico de nuestro interfaz (ver Figura 4) es, lógicamente, el CJ125, el interfaz de la sonda lambda. Lo hemos dotado de un cerebro, un microcontrolador, que permite que el montaje funcione de forma autónoma o aso-ciado a un PC por una línea de datos RS232. Un adaptador RS232/USB permite igualmente una conexión al PC por medio de un puerto USB.El cableado del CJ125 se apoya en el mon-taje de aplicación propuesto por la ficha téc-nica de Bosch (ver Figura 5). Aquí encontra-mos también el esquema de conexionado y la circuitería de la sonda lambda de banda
ancha (LSU4.2/4.9). A continuación, reto-mamos aquí las conexiones del CJ125 (la designación de los componentes es la del esquema de la Figura 4):
• Ub (terminal 1), tensión de batería del vehículo de 12 a 15 V (Ubatt filtrada)
• VCC, VCCS (terminal 17), alimentación ajustada de 5 V.
• GND, GNDS (terminal 24), masa del montaje.
• IA (terminal 4), salida del regulador de la corriente de bombeo del circuito inte-grado. La corriente de bombeo circula de IA hacia el terminal VM del circuito integrado (terminal 18) por medio del “shunt” R8 y de la célula de bombeo de la sonda λ.
• IP (terminal 3), entrada inversora del amplificador de corriente de bombeo sobre la que actúa la caída de tensión en el shunt R8.
• VM (terminal 18), punto de masa virtual del regulador de la corriente de bombeo y de la sonda λ. El potencial del punto de masa virtual es la mitad de la tensión de alimentación (0,5 VCC = 2,5 V).
• US (terminal 19), tensión de referencia de la célula de Nernst (450 mV), apli-cada igualmente, por medio de R7, a la entrada de la regulación de corriente UN.
• UP (terminal 20), entrada no inversora del regulador de la corriente de bombeo.
• UN (terminal 2), entrada inversora del regulador de la corriente de bombeo y,
simultáneamente, entrada/salida de la medida de la resistencia interior (Ri) de la célula de Nernst.
• RS, entrada/salida de la medida de cali-bración de Ri (célula de Nernst).
• RM/CM (terminales 10/11): R3 y C10 determinan la corriente de medida de Ri (corriente alternativa)
• CF/RF (terminales 22/23): R14 y C13 for-man un filtro paso bajo para la señal ana-lógica lambda (entre la salida del ampli-ficador de la corriente de bombeo y el tope de salida de la señal lambda).
• UA (terminal 21): señal lambda sobre esta salida analógica (tensión propor-cional a lambda).
• UR (terminal 22): señal Ri sobre esta salida analógica (tensión proporcional a la medida de Ri de la célula de Nernst).
• DIAHG et DIAHD (terminales 6/7): entra-das de diagnósticos de vigilancia del calentamiento (conectadas a la rejilla o al drenador del FET de potencia Q2, que controla la corriente de calentamiento).
• SCK/SO/SI/SS (terminales 13 a 16): conexión SPI al microcontrolador.
• /RST (terminal 8): reinicialización durante el encendido por medio de R12/C14.
• OSZ (terminal 5): resistencia externa de 10 kΩ unida a masa, para el oscilador interno de 192 kHz.
La regulación de la corriente de bombeo está asegurada completamente por CJ125, pero se necesita una regulación de la tem-
MOSI
VAREF
SI
VCCVCC
Ub
VCC
VCCS UB
Ubatt
MISOSOSS1SSSCK
33n
10k
6k8
110363 - 15
VAGND PORT
A
D
µCCJ125
LSU4.2 / 4.9
* LSU4.2 / 4.9
Stabi
Heater
SCKOSZ
UR
33n
100n
2n2450mV
Rh
Nemstcell
Pumpcell
150R
50R...170R
80R / 300R*
±600mV
4k7
100k
470k
61R9
82R5
/ 301
R*
10k / 31k6*
33n33n33n
33n
100n
100k
UA
RF
CF
DIAHGDIAHD
GNDSGND
RST
RSTRM
CMRSUN
UP
USVM
IP
IA
Ubatt
Figura 5. El circuito de aplicación de la ficha técnica del CJ125 representa tambiénlas entrañas de la sonda lambda de banda ancha.
peratura externa para el calentamiento de la sonda. Esta función se confía aquí al micro-controlador ATmega8 (IC1), asociado al FET de potencia. El CJ125 proporciona, junto a la tensión UR, tanto la señal de medida de la temperatura como la consigna de tempera-tura óptima de la sonda. El CJ125 entrega la consigna sobre el terminal 12, por medio de una calibración automática que se realiza en cada encendido. El microcontrolador mide la tensión de UR sobre su entrada del con-versor A/D, ADC0 (terminal 23) y ajusta la corriente de calentamiento de la sonda por medio de la salida MLI OC1A (terminal 13)
y del FET de potencia Q2, a través de una modulación del ancho de pulso relativa-mente lenta. El CJ125 obtiene el valor de la corriente de bombeo midiendo la diferencia de poten-cial entre los extremos del “shunt” R8, de 61,9 Ω, para todas las sondas. Después de la amplificación, esta tensión UA está disponi-ble en el terminal 21 del CJ125. La corriente de bombeo se calcula a partir de UA, de donde se deduce el lambda con la ayuda de la característica de la sonda. La tensión UA está disponible, para que el usuario pueda trabajar con ella, en la entrada del conver-
sor A/D, ADC1 (terminal 24) del ATmega. Dicha tensión se aplica con fines de prueba y de medida como “valor bruto λ” en el ter-minal 1 de X2. En cada encendido, el CJ125 proporciona, tanto sobre la salida UA como sobre la salida UR, un valor de calibración que indica aquí el valor de UA para λ = 1. Esta tensión es del orden de 1,5 V. Con este valor de calibración y con los parámetros de la sonda registrados, el ATmega puede cal-cular, a partir de la medida de UA, un valor de lambda linealizado y enviarlo en MLI por la salida OC2 (terminal 15). Después de la integración de esta señal por el filtro paso bajo R6/C25, disponemos en la salida lambda analógica (terminal 2 de X4) de una tensión lineal UL (0 a 4,5 V), proporcional a lambda y limitada por el amplificador ope-racional IC5.El conversor A/D del ATmega funciona con la alimentación de 5 V como referencia, que es relativamente imprecisa. Por lo tanto, una tensión de referencia de precisión de 1,22 V, proporcionada por IC4 sobre la entrada del conversor ADC3 (terminal 26), permite el envío de una corrección a través de la inter-faz RS232. El ATmega vigila la tensión de ali-mentación (+Ub) por medio del ADC2.El microcontrolador gestiona, por medio de PD5 y PD6 (terminales 9 y 10), una señal de error con dos LED. Los datos son enviados por el interfaz serie y un conversor de nivel, IC6, asegura el nivel RS232 de las señales TXD y RXD en X1.El terminal 1 de X4 está conectado a PD4 por medio de R15, terminal 2 del controlador. Su nivel bajo dispara una calibración. El contro-lador coloca el terminal 2 de X2 a nivel alto cuando se produce un fallo. Un nivel bajo sobre el terminal 3 de X2 dispara la medida. El montaje se alimenta con una tensión com-prendida entre 12 y 15 V. Para las medidas realizadas sobre un vehículo, se trata de la tensión de su batería. La alimentación se conecta entre el terminal 7 (masa) y el ter-minal 8 (+12 a 15 V) de X3. El consumo es del orden de 70 mA cuando el calentamiento de la sonda está cortado. Con el calentamiento de la sonda en marcha, éste consumo puede subir hasta los 3,6 A. La corriente circula desde X3/terminal 8, a través del fusible F1 de 4 A y del diodo Schottky D2, hacia el radia-dor de la sonda, sobre el terminal 6 de X3. La tensión de alimentación del montaje se
toma “prestada” de D2, a través de un fusi-ble de 0,5 A, y es filtrada por L2 y C17. Esta tensión, designada como +Ub, se aplica tam-bién a IC2, al divisor de tensión (R23/R24) del control de tensión de IC1 (terminal 25) y al regulador IC3 de 5 V, que alimenta los otros tres circuitos integrados.
Placa, conexiones y versionesLa placa (ver Figura 6) contiene, práctica-mente, componentes SMD por las dos caras. Exceptuando el regulador de tensión IC3, el MOSFET Q2 y los terminales de tornillo, todos los componentes están montados sobre la cara superior. El conexionado de los terminales se indica en las Tablas 1 a 4. La alimentación y la sonda lambda se conec-tan sobre X1. La sonda sólo es utilizable con el conector correspondiente sobre el que el fabricante ha colocado un potenciómetro ajustado (ver las entrañas de la sonda en la Figura 5). Nos aseguraremos de la conexión correcta de la sonda ya que un error podría suponer un sobrecalentamiento de la misma y la podría destruir. En el código fuente Bascom-AVR, es posi-ble seleccionar tres versiones diferentes del programa interno, por medio del parámetro “Includefile” para las sondas y márgenes de medidas siguientes:
Versión 1: LSU4.2, rango de medida λ = 0,7 a 1,3 (calibración a λ = 1,0)
Versión 2: LSU4.2, rango de medida λ = 1,0 a 2,0 (calibración a λ=1,37)
Versión 3: LSU4.9, rango de medida λ = 1,0 a 2,0 (calibración a λ=1,38)
El controlador ATmega8 que se propone en la página web [1] está programado con la versión 1. Para las versiones 2 ó 3 el código (disponible gratuitamente en [1]), debe ser recompilado con el comando “Includefile” correspondiente y cargado de nuevo en el controlador. Las tres versiones sólo se diferencian en las tablas de linealización de la tensión UL sobre la salida analógica (X4/terminal 2). La versión cargada en el controlador no juega ningún papel sobre la tensión de salida UA (X2/terminal 1) o sobre los datos de la salida RS232. Las resistencias R3 y R10 de las son-das del tipo LSU4.9 han sido modificadas. Dichas resistencias pasan a ser: R3 = 31,6 kΩ y R10 = 300 Ω.
UtilizaciónEl montaje funciona tanto en modo autó-nomo (stand alone) como asociado a un ordenador por medio de un cable RS232 o un adaptador RS232/USB. En los dos casos, los LEDs 1 y 2 informan sobre su modo de funcionamiento. En modo autónomo, sólo son utilizadas como entradas y salidas de las conexio-nes de X2 y X4 (ver Tabla 3 y 4). Cuando la sonda está conectada en X3, el encendido dispara una calibración automática del cir-cuito y el LED verde se enciende. Durante la calibración, la salida UA (X2/terminal 1) pre-senta siempre la tensión que reina cuando
λ = 1,0. La tensión de la salida linealizada UL (X4/terminal 2) corresponde al valor de calibración de la versión del programa interno utilizado (λ = 1,0; 1,37 o 1,38, ver más arriba). La calibración no solamente se dispara por el encendido del equipo sino también cuando llegamos a masa el termi-nal 1 de X4. La calibración sólo debe reali-zarse si la sonda está fría. Si la calibración se realiza en otras condiciones, las medidas estarán falseadas. Para controlar la sonda es necesario conec-tar el terminal 3 de X2 a masa. En ese momento, comienza el calentamiento (el LED verde parpadear rápidamente) y,
Tabla 1. Conexionado de X3 (sonde lambda y alimentación)
N° de terminal Designación Cableado de la sonda/color
1 Masa virtual IPN/amarillo
2 Tensión de Nernst RE+/negro
3 Resistencia de ajuste RT/verde
4 Corriente de bombeo APE/rojo
5 Calentamiento - H-/blanco
6 Calentamiento +Ubatt H+/gris
7 Masa (0 V) -
8 +12 a 15 V -
Tabla 2. Conexionado de X1
Terminal Señal Nivel
1 TXD RS232 (salida)
2 RXD RS232 (entada)
3 Masa 0 V
Tabla 3. Conexionado de X2
Terminal Señal Nivel/Tensión
1 UA (tensión λ bruto) 0,2 a 4,8 V (salida)
2 Señal de avería TTL (salida)
3 Disparo de la medida TTL (entrada)
Tabla 4. Conexionado de X4
Terminal Señal Nivel/Tensión
1 Disparo de calibración TTL (entrada
2 UL (tensión λ linealizada) 0 a 4 V (salida)
3 Masa 0 V
Tabla 5. Indicación de los LED de estado (LED1 = verde, LED2 = rojo)
LED Parpadeo Estado
Verde Encendido (0 Hz) Modo vigilancia
Verde Rápido (5 Hz) Montado en calentamiento
Verde Lento (1 Hz) Sonda preparada, medida en curso
Rojo Lento (1 Hz) Fallo (código de error disponible en RS232)
Rojo y verde Rápido (5 Hz) Modo seguridad (reinicialización necesaria)
cuando se alcanza la temperatura de servi-cio, se hace la medida (LED verde parpadear lentamente). En este momento es posible “leer” el lambda proporcional a la tensión de salida UL (X4/terminal 2), según la ver-sión del programa interno:
Versión 1: UL = 0 a 4 V corresponde a λ = 0,7 a 1,3
Versión 2: UL = 0 a 4 V corresponde a λ = 1,0 a 2,0
Versión 3: UL = 0 a 4 V corresponde a λ = 1,0 a 2,0
También podemos conectar un voltímetro en continua, en el rango de 5 V, por ejem-plo, sobre la salida UL y ajustar el lambda.Como hemos dicho, sobre la segunda salida analógica (X2/terminal 1) disponemos de una tensión UA proporcional a la corriente de bombeo. Si lo necesitamos, podemos calcular la intensidad de la corriente de bombeo Ip:
=−
×Ip
UA U
Ap Roffset
shunt
donde tenemos que Uoffset es la desviación, UA es el valor de calibración de dicha ten-sión, la tensión presente en modo calibra-ción en el terminal 1 de X2 (alrededor de 1,5 V); donde Ap es la ganancia de la señal de la corriente de bombeo (8, en la zona rica y 17 en la zona pobre); y Rshunt es la resisten-cia del shunt (61,9 Ω).La ficha técnica de la sonda (LSU4.2 o LSU4.9) permite también una conversión precisa de Ip en lambda (ver la tabla de valores en Excel y, a continuación, trazar una línea para ver la tendencia).A partir de la corriente de bombeo tam-bién se puede determinar la concentración de oxígeno de los gases de escape. Cuando se utiliza la sonda LSU4.2 en la zona pobre (exceso de oxígeno), la concentración de oxígeno se puede calcular como sigue:
=+
OIp 0,035
0,12212
Todas las posibilidades de diagnóstico del CJ125 se pueden explotar a través del inter-faz RS232 presente en X1, que también da acceso a los valores de medida y a los esta-dos de funcionamiento del montaje. Aquí se pueden realizar diferentes configuraciones por medio de una frase de simples coman-dos RS232. Estas posibilidades complemen-tarias serán descritas con más detalle en un último artículo que tratará sobre el uso del interfaz RS232, anunciado para el próximo número.
(110363)
Enlace en Internet:
[1] www.elektor.es/050048
[2] www1.futureelectronics.com/doc/
BOSCH/CJ125.pdf
Figura 7. Placa realizada por el laboratorio de Elektor.
Figura 8. La sonda lambda se conecta por medio de un conector especial que también contiene un potenciómetro ajustado por el fabricante.
Interfaces optocoplados con aislamiento eléctrico entrada - salida. Permiten señales de control por niveles TTL o CMOS. (Entrada de 3 a 24 V. D.C.). Según modelo con salidas mediante relés, transistores Mosfet o Triacs.
Simulador de robot ROBBICabeza de robot animada por PIC
Walter Trojan (Alemania)
Qué no haría uno por su nieto. Por ejemplo,
desarrollar una cabeza de robot animada. De aquí
partió el proyecto aquí presentado, del cual no sólo
obtuvimos la felicidad del niño. ¡A pasarlo bien con
ROBBI!
Justo antes de Navidad el autor recibió la visita de su nieto. Durante ésta, la conversación derivó en la idea de un robot móvil, iluminado y con sonido. Debería ser capaz de reconocer y después seguir una fuente de luz, y finalmente el niño decidió que lo llamaría ROBBI.
Sin complicacionesSin problema, pensó el autor. Veamos que tenemos en nuestro cajón de sastre. Rápidamente encontramos un servo para modelismo, algunos componentes y un PIC12F683. Éste cuenta con un módulo PWM capaz de reproducir sonidos sencillos. Pero, ¿sería capaz de realizar las tareas propuestas sólo con sus cinco puertos de entrada/salida? Esto iba a suponer todo un desafío.Para el diseño mecánico cumplimos con el eslogan “lo bueno, si sen-cillo, dos veces bueno”:En un cartón se colocaron dos LEDs azules a modo de ojos, decorán-dolos después con arandelas y anillos (véase la foto). Tras la boca, en la que se localizan algunos agujeros, puede encontrarse un pequeño altavoz. Para que la cabeza pueda detectar bien la procedencia de una fuente de luz, se han colocado dos fototransistores haciendo de “gafitas” sobre las orejas. El servo montado sobre una pequeña plancha de madera sirve de brazo robótico para la cabeza. Para que la conexión con la unidad de control resulte flexible, se ha utilizado un cable plano de 6 vías con un conector (K2) en el extremo.
Trucos del PICLa unidad de control se encuentra en una pequeña tarjeta, y en su parte posterior tiene un portabaterías para cuatro pilas AAA. Pue-den utilizarse células alcalinas o de NiMH. Con pilas alcalinas la ten-sión para el PIC del circuito (figura 1) es ligeramente más alta de lo que debería, por lo que se reduce con dos diodos (1N4001). Para su funcionamiento con cuatro baterías NiMH se ha implementado J1, mediante el cual pueden obviarse los diodos. El servo y el alta-
voz trabajan a la tensión máxima suministrada por las pilas o las baterías.El microcontrolador PIC dispone de un oscilador interno a 4 MHz, y controla a la cabeza de robot mediante cuatro puertos de entrada/salida:GP0 y GP1 se utilizan la mayor parte del tiempo como puertos de salida y se encargan de controlar los ojos de LEDs con una corriente de aproximadamente 20 mA. Periódicamente estos puertos se con-figuran a modo de entradas analógicas para medir la tensión del colector de los fototransistores. En caso de no haber luz o ser muy tenue, los transistores están en corte, y en GP0 y GP1 tendremos la tensión de conducción de los LEDs azules (D3 y D4, con un valor de unos 2,7 V).La relativamente alta resistencia de R8/R9 o R10/R11 limita la corriente de los LEDs a unos 0,2 mA, de modo que durante un breve periodo emite luz imposible de percibir. Con luz, los fototransistores conducen y en los colectores se reduce la tensión a un valor entre 0 y 2,7 V. Ambas tensiones se miden utilizando los puertos (GP0, GP1), y esta diferencia es la que regula la orientación de la cabeza. Los fototransistores utilizados (T2/T3), del tipo BP103BF, no sólo gozan de una buena sensibilidad durante el día, sino que también son aptos para controlar la cabeza con una linterna.GP2 puede configurarse como salida PWM y así encargarse de la generación del sonido. El altavoz se controla mediante el transistor T1, en el cual R3 reduce el ruido del altavoz a un nivel aceptable.GP3 está conectada como entrada de reset con el circuito RC for-mado por R2/C2 y el pulsador S2.GP5 controla el servo con pulsos de 1 a 2 ms de duración, en interva-los de 20 ms. El ancho de los pulsos determina la posición del servo.GP4 sirve únicamente para simular los latidos del corazón del robot, la salida hace parpadear el LED del “heartbeat” (LED1) brevemente una vez por segundo.
Nota. Los Proyectos de Lectores son reproducidos en base a la información suministrada únicamente por el(os) autor(es). La utilización de los estilos de Elektor en esquemas de diseño y enotras ilustraciones, o la disponibilidad de la descarga (software) del proyecto desde la página web de Elektor, no implican que el proyecto haya pasado por los Laboratorios de Elektor paraverificar su funcionamiento.
Luz y sonidoLos auténticos “trucos del PIC” están en el firmware, que no fue tan sencillo de realizar como el circuito. Si ROBBI no reconoce nin-guna fuente de luz, se ejecuta un programa de movimiento, en el cual la cabeza se mueve de lado a lado, los LEDs de los ojos parpa-dean según distintos efectos y se siguen diferentes patrones. Sin embargo, tiene que estar siempre al tanto de si aparece una fuente de luz, con lo cual la cabeza debe responder y seguirla.Para solucionar este problema, el autor se ha basado en la estructura clásica de programa, que consiste en un bucle principal y numero-sas subrutinas. Se genera mediante Timer1 una rutina de interrup-ción según un reloj de 20 ms, que controla todos los componentes activos.El servo recibe un pulso cada 20 ms, cuyo ancho determina su posi-ción. La posición central corresponde a un ancho de pulso de 1,5 ms, las posiciones finales (NOTA: o “finales de carrera”) a anchos de pulso de 1,0 y 2,0 ms.Para los LEDs disponemos de cinco estados distintos (efectos): apa-gado, encendido permanentemente, parpadeo lento, parpadeo rápido y flashes. Para la generación de efectos sonoros también hay cinco opciones disponibles: en silencio, sonido semi-agudo (ascen-dente rápidamente), sonido agudo (descendente rápidamente), sonido agudo (descendente lentamente) y sonido grave (ascen-dente lentamente).Los sonidos se generan según la correspondiente parametrización del registro PWM, en el cual se modifica constantemente la dura-ción del periodo. Finalmente, en el bucle principal se comprueba si se ha detectado una fuente de luz brillante. Si es así, se accede al programa de movimiento antes descrito y ROBBI pasa al modo “follow-me”, alineándose con la fuente de luz y siguiéndola en ade-lante. Si la luz se apaga, ROBBI girará, parpadeará y pitará como describimos antes.El movimiento no está integrado de forma fija en el código, sino que se parametriza mediante una tabla bidimensional. Cada fila de esta tabla describe lo que ROBBI hará en los momentos próximos:< Duración en ticks de 20 ms, posición final del servo, velocidad, LED izquierdo, LED derecho, sonido >Por ejemplo: < 200, 100, 2, 4, 1, 3 >En un periodo de tiempo de 200 ms * 20 = 4 s de duración, la cabeza deberá moverse desde su posición actual al final de carrera a la izquierda (100 * 10 microsegundos = 1.0 ms) y en con cada tick del reloj reducir el ancho de los pulsos en 2 µs (movimiento más lento). El LED izquierdo debe seguir el efecto 4 (flash) y el derecho el efecto 1 (encendido continuamente). Además, ha de reprodu-cirse la opción 3 de sonido, un tono agudo con su correspondiente reducción gradual de la frecuencia.Una vez terminado este periodo, se ejecuta la siguiente fila de la tabla y al llegar al final se salta de nuevo a la primera. Esta técnica permite llevar a cabo experimentos interesantes y ejecutar movi-mientos individuales.El firmware consiste en 600 líneas aproximadamente, se ha codifi-cado en Pascal y ha sido compilado con Pascal Pro 4.6 de Mikroele-ktronika. La versión actual del compilador, la 5.2 también debería compilar el firmware sin problemas. Ya que el código en hexade-
cimal difícilmente ocupa 1,5 KB, el software puede modificarse y expandirse hasta 2 KB con la versión demo gratuita. Podría ser inte-resante, por ejemplo, para grupos de trabajo con estudiantes en el colegio. El código fuente y el hexadecimal como siempre pueden descargarse gratuitamente de la web de Elektor relativa a este pro-yecto [1]. En el canal de Youtube de Elektor [2] puede verse un video del autor de ROBBI.
Al final...... el nieto del autor se quedó muy contento y agradecido, y todo gracias a un pequeño microcontrolador. Si hubiéramos utilizado un controlador algo superior, con SPI, ROBBI podría gracias a un chip de síntesis vocal como el ISD4002, incluso hablar. Cuando el nieto aprenda a hacerlo primero él, probablemente pasaremos al próximo proyecto. Y ¿qué no hace uno por su nieto?...
(110078)
Enlaces:
[1] www.elektor.es/110078
[2] www.youtube.com/user/ElektorIM
GP1/ICSPCLKGP0/ICSPDAT
PIC12F683
GP3/MCLRIC1
2x 1N4001
GP5GP2GP4
VDD
VSS
7
1
2
8
53
46
D1
J1
K1
1
2
3
4
5
6
R2
10k
S2 C2
100n
R1
200R
D2
BT1
4x 1V5
S1
R4
4k7
R5
2k
T1
BC107
R3
100R
R7
100R
R6
100R
C1
100n
+VB
K2
1
2
3
4
5
6
+VB
LS1
200mW
M1
M
R11
4k7
T3
BP103BF
R1010k
D4
R84k
7
T2
BP103BF
R910k
D3 Servo
110078 - 11
*
El proyecto consiste en un circuito de control con un microcontrolador PIC y circuito sensor/actuador, que consta
de un servo de modelismo, un altavoz y dos LEDs, así como dos fototransistores.
La electrónica va complicándose poco a poco, y cada vez es más raro encontrar un circuito o transistor
realmente simples. Por ello, a los principiantes les resulta mucho más difícil ponerse al día. En esta serie
de artículos que ahora comenzamos queremos ir de vuelta a los orígenes. Y esto, en electrónica significa
analógica. Ya que muchos principiantes también están interesados en la tecnología digital, hemos
aplicado lo aprendido a un circuito con microcontrolador.
Siendo un curso básico, lógicamente uno puede empezar desde cero. Corriente, tensión y potencia, la ley de Ohm, las conexiones en serie y paralelo, en otras palabras, todo lo aburrido de las clases de física que ya sabemos o deberíamos saber. Pero todo esto no tiene nada de divertido. Por ello será mejor que nos centremos en pequeños ejercicios prácticos.
Y quizá nos preguntemos, ¿a quién está dirigido realmente este curso? Lo ideal sería que sirviera para ayudar a los nuevos lectores a alcanzar el nivel actual de Elektor. A lo mejor se trata de los hijos e hijas de lectores que han sido fieles a Elektor durante años, y ahora
ha llegado su oportunidad. Resulta especialmente útil si expertos electrónicos y principiantes siguen el curso juntos. Sería genial si los “perros viejos” pusieran a disposición de los principiantes sus cono-cimientos y experiencia.
Seguro que hay muchos lectores de Elektor que han construido multitud de proyectos, pero nunca llegaron a comprender cómo funcionaban del todo. Desde luego que este curso no puede hacer milagros, pero seguro que sí aclara un poco las ideas que se tenían previamente.
Las bases incluyen una gran parte sobre “antigua” electrónica analógica. Y no porque la electrónica disponga de una gran área digital, estas bases van a dejar de ser importantes. Incluso para
Semiconductores y barreras de conducciónLa conductividad de un semiconductor normal, como por ejemplo el silicio, aumenta generalmente con la temperatura, pero a tempera-tura ambiente ésta es todavía muy baja. Esto tiene que ver con que los cuatro electrones exteriores todavía se encuentran dentro de la estructura cristalina (figura 6). Sin embargo, pueden liberarse con un pequeño aporte de energía.Como “semiconductor” nos referimos a los elementos fabricados con un material de este tipo, como por ejemplo diodos y transistores. Al utilizar silicio, éste ha sido contaminado (dopado) antes deliberada-mente con impurezas, para alcanzar una determinada conductividad. Al utilizar elementos de valencia cinco (por ejemplo fósforo), se obtienen electrones libres y por lo tanto una conductividad negativa (n) (figura 7). Con elementos de valencia tres (por ejemplo alumi-nio) conseguimos huecos de elec-trones, lo cual genera una con-ductividad de tipo p. Los electro-nes pueden llenar los huecos en el cristal cuando actúan como por-tadores de carga positiva, o volver a su posición previa (figura 8).
Los diodos son componentes semiconductores por los que la co-rriente sólo puede circular en un sentido. Normalmente están for-mados por capas de silicio dopado de tipo n y p. Entre estas capas se forma una barrera no conductora de grosor muy reducido. Los electrones libres llenan los huecos en esta área (recombinación), y como ocurre en el silicio puro no quedan prácticamente portado-res de carga libres. Al principio el diodo es en realidad un aislante (figura 9).Si uno de los contactos externos del diodo tiene una pequeña ten-sión, esto aumenta o reduce la barrera de conducción. Originalmente ha de conectarse el terminal n al polo negativo y el p al positivo. Las
alguien interesado en microcontroladores, la analógica normal-mente también es necesaria. Veremos esto con ejemplos tomados de nuestro “mundo embebido”. Por ejemplo, los controladores se utilizan para medir magnitudes analógicas. El curso también es útil por lo tanto para los recién llegados al mundo de los peque-ños ordenadores.
LED + resistencia en seriePrimero montemos el circuito de la figura 1 con un LED, una resis-tencia (470 Ω) y una batería. Lo más sencillo posible, sin soldaduras, directamente sobre la mesa con pinzas de cocodrilo o una proto-board (aunque adquirir una tarjeta especial de este tipo sólo para esto no merece la pena). Si lo hacemos exactamente igual, el LED se iluminará con toda seguridad.
En los LEDs siempre ha de respetarse la polaridad. El polo positivo es el ánodo. El polo negativo se llama cátodo y se distingue por tener una patilla más corta. El encapsulado tiene un corte recto por la parte del cátodo. En el interior del LED puede localizarse una espe-cie de soporte para el cristal del LED, en el que generalmente (aun-que no siempre) se encuentra el cátodo. La patilla del ánodo está conectada mediante un cable extremadamente fino con la parte superior del cristal. Si conectamos el LED con polaridad inversa no volverá a funcionar. Y como en todo diodo, la corriente sólo puede circular en un sentido, por eso algunas veces se los conoce como válvulas electrónicas.
Un LED nunca debe conectarse directamente a la pila. Si calcula-mos la corriente que fluye a través del LED en función de la tensión,
cargas en los terminales dirigen correspondientemente a sus por-tadores a la barrera de conducción. Con una tensión de unos 0,5 V las capas n y p empiezan a tocarse, y circula corriente (figura 10). Aproximadamente a 0,7 V se logra una buena conductividad. El dio-do ahora está en polarización directa.Si invertimos la polaridad, ocurrirá el efecto contrario: Los portadores de carga son atraídos hacia los terminales, con lo que la barrera de conducción aumenta. Con ello, el efecto aislante de la barrera me-jorará (figura 11). En un diodo típico 1N4148 puede lograrse una tensión de barrera de hasta 75 V. Podemos llamar al diodo válvula eléctrica, ya que la corriente sólo circula en una dirección. Por lo tan-
to, puede utilizarse como rectificador. La tensión inversa no ha de ser mayor de la recomendada por el fabricante. Si aparece un voltaje muy alto, circulará una corriente a través. En este caso se trataría de un puente eléctrico (en el aislamiento). En diodos especiales, como por ejemplo los Zener, este efecto es intencionado. El diodo Zener tiene una tensión de conducción bien definida y se utiliza como esta-bilización de una tensión. Si maltratamos a un diodo de silicio como el 1N4148 con una tensión demasiado alta, asistiremos al llamado segundo puente, que será el último. La corriente inversa calentará demasiado la barrera destruyéndola. En tal caso, se forma un corto-circuito permanente e irreparable.
LEDs también son diodos, con lo que siempre tienen una unión del tipo pn. El material semiconduc-tor puede ser por ejemplo arse-niuro de galio. En sentido direc-to se caracterizan por tener una tensión mayor que los diodos de silicio. Durante la recombinación de electrones y huecos se produ-ce una emisión de luz. Este efecto también se genera con los diodos de silicio, pero en menor medida y en el espectro infrarrojo.
P
N
P
N
P
N
Figura 9. Estructura por capas de un diodo.
Figura 10. Diodo en conducción directa.
Figura 11. Ampliación de la barrera en conducción inversa.
veremos por qué. La figura 3 muestra estas curvas características para distintos tipos de LEDs. En todas las curvas características la corriente crece exponencialmente. Si la tensión está por debajo de la de barrera, entonces sencillamente no circulará corriente. Sin embargo, si la tensión lo supera un poco, en comparación la corriente podría ser demasiado alta, sobrecargando al LED. Sólo tenemos una oportunidad para fijar la tensión correcta. Aparte, teniendo en cuenta que la curva característica se desplaza ligera-mente a la izquierda según unos 2 mV/K. Pero fijar una corriente determinada resulta especialmente fácil mediante una resistencia en serie. Sólo hemos de seleccionar el valor correcto. Entonces, ya tendremos la tensión idónea.
Considerando una corriente típica de 20 mA, tenemos las siguientes tensiones de barrera:
Diodo de silicio (por ejemplo el 1N4148) 0,7 VLED rojo 1,8 VLED verde 2,1 VLED azul/blanco 3,5 V
Es recomendable medirlas nuevamente (véase la figura 4). Las ten-siones exactas pueden desviarse ligeramente. Por ejemplo, los nue-vos LEDs rojos súper luminosos tienen una tensión de barrera algo mayor que los antiguos.
DimensionandoUna vez medidas la tensión del diodo y la de la pila, ya no es nece-sario medir la corriente, ya que podemos calcularla. En este caso, en la resistencia habrá una tensión de 9 V – 1,8 V = 7,2 V. Podemos obtenemos la corriente gracias a la ley de Ohm.
I = U / RI = 7,2 V / 470 ΩI = 0,0153 A = 15,3 mA
Ahora, para calcular de forma inversa la resistencia en serie, debe-mos fijar la corriente deseada y conocer la tensión de alimentación y del LED. Supongamos que queremos, por ejemplo, que por un LED verde circule una corriente de 20 mA. La tensión del LED puede ajustarse de forma suficientemente precisa, a 2,1 V. La tensión de la
LEDs parpadeantesA menudo, los LEDs se controlan mediante microcontroladores. En este caso también hemos de usar resistencias en serie. El cir-cuito de la figura 12 muestra dos LEDs, cada uno con una resisten-cia de 470 Ω, en dos puertos de un ATtiny13. El correspondiente mini-programa en BASCOM en-ciende y apaga alternando per-manentemente PB3 y PB4, con lo que conseguimos un parpadeo LED. Midamos la tensión directa-mente en PB3. Es algo menor de
5 V, podría ser por ejemplo 4,9 V, ya que el transistor de conmutación del controlador a su vez tiene una pequeña resistencia. De la caída de tensión podemos calcular la resistencia interna del puerto. ¿Y la
corriente que circula a través del LED? Bastante más fácil. Echemos un vistazo a la hoja de datos del ATtiny13 (www.atmel.com/dyn/re-sources/prod_documents/doc2535.pdf), a ver que corriente admi-ten los puertos...
pila es de 9 V. La resistencia ha de provocar una caída de tensión de 9 V – 2,1 V = 6,9 V. El cálculo determina 345 Ω. Lamentablemente, este valor no está disponible en el mercado. Quizá encontremos en nuestro cajón de sastre una resistencia de 330 Ω o una de 390 Ω. Lo mejor es optar por la más grande, para tener cierta seguridad con la corriente.
R = U / IR = 6,9 V / 0,02 AR = 345 Ω
Y ahora, intentémoslo de nuevo con resistencias en serie más gran-des. Midamos en cada caso la tensión del LED y determinemos así la corriente. Esto es común a todas: tanto si queremos que circule 1 mA, 5 mA o 10 mA a través del LED, la tensión sólo cambia lige-ramente. Y esto tiene que ver con la forma exponencial de la curva característica.
Circuito en serieA veces es interesante conectar dos o más LEDs con una resistencia en serie común, al igual que en la figura 5. Ya que ahora se suman las tensiones de ambos diodos, la caída de tensión en la resistencia en serie es correspondientemente menor. Para alcanzar la corriente de 20 mA, tendremos que reducir dicha resistencia en serie. Tene-mos un LED rojo con 1,8 V y uno verde con 2,2 V. Entonces, la ten-sión de ambos LEDs juntos es 4 V. En la resistencia en serie habrá una tensión de 5 V. Con una resistencia de 470 Ω tenemos aproximada-mente 10 mA. Si conectamos dos resistencias iguales en paralelo, la corriente se duplicará. Lo comprobamos, y vemos como circula una corriente de 21 mA.
(110202)
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Receptor de Código de Tiempo Ultra-preciso DCF77 basado en DSPGana sobradamente a los demoduladores comerciales
Steve Marchant (Reino Unido)
Para extraer la mayor precisión posible del código de tiempo DCF alemán que se transmite en
77,5 KHz, este proyecto utiliza algoritmos DSP que se ejecutan en un microcontrolador dsPIC33
de bajo coste, para filtrar y demodular, tanto las señales de AM como las moduladas en fase,
produciendo al mismo tiempo una salida de reloj
de referencia muy estable de 10 Hz de portadora
enganchada.
Mientras que los receptores/demoduladores disponibles comer-cialmente (por ejemplo, de Galleon Systems o de Conrad Electro-nics) funcionan correctamente y producen unos pulsos de código de tiempo fiables, la temporización exacta de estos pulsos (con res-pecto a un reloj estable de 1 Hz) tiene una gran cantidad de “jit-ters” (del orden de decenas de milisegundos). La razón de ello es que todos ellos confían en filtros de cristal para extraer la frecuencia portadora. El “ultra-bajo” ancho de banda de estos filtros parece ideal para este trabajo, pero vienen con unos problemas de tempo-rización inherentes para la etapa de demodulación. Además, estos receptores comerciales de bajo coste no proporcionan una salida de frecuencia de referencia con portadora enganchada ni realizan una descodificación del esquema de modulación de fase semi-aleatoria de DCF, el cual puede proporcionar un orden de magnitud mejorado en la precisión de la temporización y funcionar de manera mucho
más robusta con niveles de señal bajos. Con una buena calidad, unos segundos marcadores de bajo-“jitter” y una frecuencia de referen-cia de portadora enganchada, es posible construir un reloj con una precisión por debajo del milisegundo.
El CircuitoEl sistema está formado por una placa con el receptor y una placa con una antena activa, la cual puede ser colocada remotamente al final de un trozo de cable coaxial (colocando adecuadamente la antena en el exterior, lejos de cualquier fuente de interferencia, con lo que podemos mejorar en gran medida la calidad de la señal). La antena está formada por el conjunto de una bobina de ferrita, dis-ponible comercialmente, y un condensador ajustable de sintonía, pre-ajustado a 77,5 KHz. La antena se combina con una etapa de ganancia realizada con amplificadores operacionales, como la que se muestra en la Figura 1, para formar la antena activa alimentada por línea, capaz de trabajar con un trozo razonablemente largo de cable coaxial que lleve la señal hasta la placa del receptor.Mirando ahora el esquema eléctrico del receptor/procesador de la Figura 2, la primera etapa de amplificadores operacionales propor-ciona una cierta ganancia AC que suministra señal a tres etapas adi-cionales que comprenden un filtro paso bajo “anti-aliasing” de sexto orden, con una banda de paso plana de 1 dB para 78 kHz y -50 dB de fin de banda para 232,5 kHz. Señalar que, posteriormente, la señal
Nota. Los Proyectos de Lectores son reproducidos en base a la información suministrada únicamente por el(os) autor(es). La utilización de los estilos de Elektor en esquemas de diseño y enotras ilustraciones, o la disponibilidad de la descarga (software) del proyecto desde la página web de Elektor, no implican que el proyecto haya pasado por los Laboratorios de Elektor paraverificar su funcionamiento.
Receptor de Código de Tiempo Ultra-preciso DCF77 basado en DSPGana sobradamente a los demoduladores comerciales
es muestreada a una frecuencia de 310 kHz (fs = 4fc) para ser llevada a un filtro DSP “notch” de 77,5 KHz, por lo que el primer elemento potencial por el que tenemos que preocuparnos está en 232.5 kHz. El filtro analógico fue diseñado usando el programa gratuito Filter-Lab de Microchip y debería ser construido con tolerancias del 1 % para todos los componentes, tal y como se indica. Una quinta etapa de amplificadores operacionales proporciona una ganancia de ten-sión AC adicional programable. Todas las etapas de amplificadores operacionales tienen ganancia unidad en DC por lo que la tensión de la línea central aplicada a la primera etapa sencillamente se pro-paga hasta la última. La salida de la quinta etapa se conecta direc-tamente a un terminal de un CAD en el dsPIC33, donde la señal es muestreada a una velocidad de 310 kS/s. Hay que señalar que la ganancia de la última etapa del circuito ha sido optimizada por el programa de control para proporcional una robusta señal de 3 Vpp
para el conversor A/D. Después de la demodulación por programa (ver más abajo), la señal DCF de codificación de tiempo es alma-cenada por un controlador inversor con salida de colector abierto. La etapa de ganancia programable hace uso de un FET H11F1 bi-lateral y optoacoplado (que se comporta como una eficaz resisten-cia variable aislada controlada por corriente), en el camino de reali-
J2123
L1
10mH
U1A2
31 U1B
6
57
CT1
10u
C1
1u
R251R
R3100k
R41k
R1
10k
R5
10k
C2
1u
CD1
100n
J112
4
8
3V3
GND
TO RECEIVERVIA COAX CABLE
TO ANTENNA
U1 = MCP6022
110341 - 12
J1123
L1
10mH
CD1
R1
10k
R11
10k
U1A2
31
U1B6
57 U1C
9
108 U1D
13
1214
U2A2
31
U2B
6
5
7
R810k
R29k31
R320k
R47k15
R514k3
R10
1k1
C8
4n7
C4
120p
C5
120p
C1
150p
C2
270pR6
3k65R7
4k22
C6
120p
C3
1n8R9
56k
C7
4n7
A3V3
H11F1
ISO1 6
4
1
2
Q1BSR18A
R16
510R
R12
1k
C9
10n
R141k
C10
100n
R13100k
R15
43k
A3V3
J212345678
R19470R
R18
10k
J312345
A3V3
CT1
10u
3V3
U3
7406
VCC
GND
6 x1113
1012
14
59
2468
13
1
7
L2
1mH
VCC
LM1117MP-3.3U7
CT2
10u
CD5 CD6
2
1
3
CD7 CT3
10u
VCC 3V3
LP2980U8
EN
1 5
2
3
AIM5-3.3
CD8
1u
R23
100R
CD9 CD10 CD11 CT4
10u
VCC
A3V3
LED11
2 LED\BIDI
C11
1n
CFPT141GND
VCC
VC VO1
4
2
5U6
R22
1M
C12
1u
R21100k
LP2980U4
EN
1 5
2
3
CD3
1u
R17
100R
CD4
VCC
A3V3
U111
4
U28
4
U1 = MCP6024U2 = MCP6022
110341 - 11
AIM5-3.0
19.2MHz
TO ACTIVEANTENNA
ISP
MCLR
ISP_DISP_C
PWM1
TESTRSSFDCF-PWM2U1TX
DCF+
LED+
10Hz
AN0
= mica 1%= metal film 1%
PGED1/RB0/RP0PGEC1/RB1/RP1
dsPIC33FJ32
RB2/RP2/AN4
RB3/RP3/AN5RB10/RP10RB11/RP11RB12/RP12
RB13/RP13RB14/RP14RB15/RP15
OSC1/RA2OSC2/RA3
GP202xSP
AN0/RA0
AN1/RA1
RB4/RP4
RB5/RP5
RB6/RP6RB7/RP7RB8/RP8RB9/RP9
MCLRU5
AVDD
AVSS
VCAP
VDD
VSS
VSS
RA4
28
27
13
19
10 1112
14
15161718
20
212223
242526
2
1
3
8
45
6
7
9
R20220R
J41
C13
100n
LINK J4 P1 J3 P1when not programming
CD2
OUT
Figura 1. Circuito del preamplificador de antena DCF77.La tensión de alimentación de 3,3 V llega a través del cable coaxial
exterior de bajada.
Figura 2. El esquema eléctrico del procesador de señal DCF es una mezcla de dispositivo electrónico analógico conectado a un microcontrolador.
mentación de una etapa de ganancia con amplificador operacional. Cuanto más alta es la corriente a través del diodo LED, más baja es la resistencia del FET y más alta la ganancia de la etapa con ampli-ficador operacional. El diodo LED del H11F1 es controlado por un conversor de tensión a corriente (implementado con un amplifica-dor operacional de reserva y un transistor PNP), controlado por una salida PWM filtrada, proveniente del PIC, lo que permite al programa controlar la ganancia total de RF. Para proporcionar la fuente de reloj de la portadora enganchada en frecuencia, el circuito del oscilador
maestro de cristal del PIC está equipado con un oscilador de cristal controlado por tensión para permitir su sintonía precisa bajo el pro-grama de control. Esto se hace utilizando otra salida PWM filtrada con RC, proveniente del PIC.
El ProgramaEl dsPIC33 proporciona un núcleo que procesa 40 MIPs de 16 bits y es capaz de hacer DSP, con memoria RAM, Flash y una gran cantidad de periféricos, donde el más relevante de los mismos es el conversor A/D de 12 bits y 500 KS/s, usado para muestrear nuestra señal de RF de 310 kHz. El sub-sistema Conversor A/D, brillantemente diseñado, dispone de un “buffer” interno que puede almacenar dos páginas de hasta ocho muestras y girar de una a otra automáticamente, colo-cando una bandera (flag) para indicar al programa cuándo están listas las nuevas muestras. El programa procesa cuatro muestras cada vez en un lazo sin fin que debe completar cada paso en menos de 13 µs, el ciclo de tiempo de la frecuencia de portadora. De hecho, las 40 MIPs no son adecuadas para esta aplicación y hemos tenido que aumentar la frecuencia de reloj del PIC para obtener suficiente potencia de CPU. Después de obtener nuestras cuatro muestras (lo que dura un ciclo), el primer trabajo es hacer la correlación cruzada (multiplicación) de las mismas con una forma de ondas seno y coseno de la frecuencia que queremos extraer, fc. En el mundo digital, que consiste sencilla-mente de {0,1,0,–1} y {1,0,–1,0}, respectivamente, las multiplicacio-nes son triviales. Cada uno de los cuatro resultados seno son suma-dos juntos, de la misma manera que se hace con los cuatro resulta-dos coseno. Ambos totales actualizan dos “buffers” del anillo de 120 entradas y se mantiene la ejecución constante de cada “buffer”. Esta ejecución total puede ser un vector añadido que use la fórmula:
+(sin cos )2 2
para producir una amplitud resultante. La señal amplitud es filtrada y almacenada a lo largo de un período de dos segundos, lo que per-mitirá obtener los valores máximos y mínimos con los que calcular unos umbrales máximos y mínimos que se usarán para demodular la amplitud de señal en binario. Por supuesto, la señal binaria es la señal del código de tiempo colocada en fila y puede ser utilizada como entrada de un reloj adecuado. Pero nosotros podemos hacerlo mucho mejor, algo que veremos más adelante.Para poder llegar a este punto, aunque hay unas cuantas cosas más a considerar, lo primero es el tema del CAG. El programa verifica las cuatro muestras en serie del conversor A/D para ver si alguna se está acercando, bien al límite superior o bien al inferior, del rango de entrada del conversor A/D. Un sencillo lazo de control se esfuerza por mantener un puñado de muestras en los límites del rango de entrada del CAD. Si ninguna o muy pocas muestras están alcan-zando los límites, el control de ganancia es incrementado. Si muchas de ellas alcanzan los límites, la ganancia se reduce. La ganancia de RF es programable en el circuito y es controlada por una salida PWM proveniente del PIC, el programa se limita a cambiar el registro del PWM para obtener el cambio correspondiente en la ganancia de RF.Lo siguiente a hacer es el ajuste fino del oscilador maestro. Esto se requiere para producir la salida de referencia enganchada en fase y para realizar la descodificación de la señal modulada en fase mucho más fácil-
Conectores de E/S
J1: Header de Antena (3 terminales)
J1.1 GND
J1.2 Señal de RF
J1.3 GND
J2: Header de señales de salida y alimentación (8 terminales)
J2.1 5 V entrada, aprox. 100 mA
J2.2La salida TEST cambia de estado en cuanto el lazo principal excede su tiempo asignado
J2.3 La señal PWM VCXO hacia el oscilador maestro
J2.4 n/u
J2.5Salida serie de 9600 baudios (polaridad TTL, no con polaridad RS232)
J2.6 Salida de referencia de 10 Hz
J2.7 Pulso DCF de salida, limpio y preciso activo en flanco negativo
J2.8 GND
Señalar que todas las salidas son de colector abierto si se utiliza un “buffer”
74LS06 para U3.
Sustituir U3 por un 74HCT04 si se prefiere una salida “push-pull”.
J3: Header de programación “in-system” del PIC (5 terminales)
J3.1 MCLR
J3.2 3v3
J3.3 GND
J3.4Entrada del pulso de referencia Datos ISP/GPS reference pulse input
J3.5 Reloj ISP
Figura 3. Planos de serigrafía globales que muestran la colocación de los components en la placa del receptor/procesador. Los
ficheros del diseño completo de la PCB se encuentran disponibles, para su descarga gratuita, en [1].
mente. Dados los datos de correlación cruzada de seno y coseno, es un tema sencillo el calcular la fase relativa de la señal con respecto a la velo-cidad de muestreo. Una vez que hemos medido la fase, podemos cons-truir un lazo enganchado en fase. Bien el dato del seno o del coseno, dividido por la amplitud, es una medida de fase. Esto se utiliza tanto en el dato directo como a través de un filtro software para controlar otra salida PWM proveniente del PIC. Después de un pequeño filtrado RC en el circuito, esta señal es llevada a la entrada de control de tensión del oscilador de cristal, cerrando el lazo de control. Con el lazo enganchado en fase en funcionamiento, el oscilador maestro llega a engancharse a un múltiplo de la frecuencia de la portadora y, de aquí, puede ser deri-vada una salida de referencia de 10 Hz. El programa también debe de detectar el estado de enganche de manera que, en caso de que el lazo deje de estar enganchado, la señal de 10 Hz es silenciada hasta que se haya alcanzado de nuevo el enganche.Por último, ya estamos en posición de considerar la descodificación de la modulación de fase de secuencia pseudo-aleatoria de la señal DCF. Se trata de una secuencia de 512 bits en la que cada bit tarda 120 ciclos de portadora, usada para modular la fase de la portadora en ± 13 grados. La modulación comienza 200 ms después del flanco ante-rior del código de tiempos de AM (por ejemplo, el segundo marcador) y continúa, aproximadamente, durante 793 ms. En la secuencia hay tantos ceros como unos, por lo que la fase total de la portadora no se vea afectada. El programa ya tiene una medida de la fase de la por-tadora (estabilizada por la acción del PLL) y ahora podemos ver por qué hemos elegido anteriormente un “buffer” con una longitud de 120 ciclos. El código implementa otro correlador cruzado, donde una secuencia de bits de referencia (almacenada en la memoria de código) es multiplicada por la fase de portadora medida cada 120 ciclos y sumada sobre 512 bits. El resultado es una medida de la correlación entre las secuencias de bits trasmitidas y la de referencia y depende enormemente de lo bien alineadas que estén las dos secuencias.Si podemos conseguir las secuencias de referencia alineadas ópti-mamente, entonces tendremos grandes posibilidades en el segundo marcador de tiempo. De hecho, DCF codifica un bit del dato de código de tiempo en la secuencia de bits utilizando, bien el sentido real o bien el complementario de la secuencia correspondiente. Por consi-guiente, tendremos bien un resultado de correlación positivo o bien uno negativo, en función del bit de datos codificado. Pero, ¿cómo lograr una buena alineación? En un mundo perfecto, con potencia de CPU ilimitada, tendríamos que almacenar todos los datos de fase que obtuviésennos sobre el período de un segundo (77,500 muestras) y buscar la correlación de pico volviendo a muestrear sobre nuestra referencia en diferentes puntos de dentro del dato. En el mundo real
sólo tenemos suficiente potencia de CPU para realizar un conjunto de correlaciones por segundo, de manera que tenemos que elegir un punto de partida y trabajar con él. También necesitamos la manera de saber al final si hemos comenzado demasiado pronto demasiado tarde para poder disponer de un ajuste para el siguiente segundo.Para obtener esta información usamos, de nuevo, otro correlador cruzado que funciona la mitad del tiempo de un bit fuera de fase con el primero y usando una secuencia de bit diferencial derivada de la secuencia principal. El resultado es una señal que (una vez corregida la polaridad de su dato codificado) es cero cuando la temporización está perfectamente alineada, negativa cuando el punto de inicio está demasiado adelantado y positiva cuando el punto de inicio está demasiado retrasado. Utilizamos esto constantemente para ajustar el siguiente punto de inicio y para alcanzar el correcto alineamiento. Una vez que se ha alcanzado el alineamiento correcto, podemos comenzar a sacar los pulsos del segundo marcador con una precisión mucho mayor sobre el flanco anterior. Un problema es la elección del punto del comienzo inicial para el correlador cruzado, donde el resul-tado de la correlación explicada anteriormente sólo funciona siempre y cuando estemos dentro del tiempo de ± 1 bit, es decir, 120 ciclos de portadora o 1,5 ms del valor óptimo. Para obtener nuestro punto de comienzo inicial tenemos que confiar en la señal AM. El programa busca un flanco negativo limpio y lo utiliza como un punto de referen-cia que, bajo buenas condiciones de señal normalmente es correcto, pero que si falla el descodificador de fase en el enganche, tiene que realizar un nuevo intento. Sin embargo, una vez que el descodificador de fase está enganchado es muy robusto y puede sobrevivir a perio-dos de intensidad de señal tan bajos que el descodificador de AM falla a la hora de producir un dato útil.Los ficheros de código fuente y código objeto para el proyecto están disponibles gratuitamente en [1].
Salida de datos serieEl programa proporciona el bit de datos del código de tiempo codi-ficado en fase, más una colección de otros datos de depuración, a través de una salida serie de 9600 baudios. Un paquete de datos se transmite cada segundo, dentro del segundo, con el primer bit de inicio del primer carácter alineado de forma precisa con el segundo marcador. Hay que señalar que la salida serie sólo está activa cuando el descodificador de fase está funcionando. El paquete tiene uno de los dos siguientes formatos:
DepuraciónEl receptor fue desarrollado en West Yorkshire, RU, a unos 850 km del transmisor, con lo que la intensidad de la señal era bastan-te baja y se necesitó una ganancia de RF bastante significativa. Es posible que nuestro receptor pueda beneficiarse de una cierta re-ducción de ganancia en caso de trabajar en una zona mucho más cercana a Mainflingen, para lo que tendremos que, o bien reducir R8 o incrementar R10. La orientación de la antena y su localiza-ción son también bastante críticos en zonas de intensidad de señal baja, con lo que la barra de ferrita debería estar colocada de ma-nera perpendicular a la dirección de Mainflingen (50N, 9E) y lejos de cualquier fuente de interferencia de baja frecuencia, como los monitores de los ordenadores, fuente de alimentación conmuta-das, etc. Los transformadores de luz LV baratos son un problema en particular y, además de un inconveniente, si tienen un depurador
ICD2 conectado también comprometen seriamente la calidad de la señal recibida.
La salida de depuración serie no comenzará hasta que el descodifica-dor de fase Este enganchado. Desde el encendido, esto sólo puede su-ceder una vez que el PLL de reloj maestro se engancha y el LED cambia de color rojo verde (esto lleva, al menos, 10 segundos) y, a continua-ción, se requiere brevemente una señal AM limpia. El LED mostrará claramente si la señal AM tiene ruido. Una vez que el dato serie ha co-menzado a salir, tenemos una gran cantidad de información de salida disponible para depurar, la intensidad de la señal debe ser >40, aproxi-madamente, y para una recepción fiable, el valor de CAG del PWM no debería quedarse atascado en sus valores extremos de cero o 1023. La señal del reloj maestro PLL del PWM debería ser relativamente estable, no tener grandes variaciones y no quedar anclada en un extremo.
donde! = el decodificador de fase está cambiando entre enganchado y desenganchado.: = el decodificador de fase es estable.L = estado enganchado del reloj PLL maestro. 0 o 1.D = salida del decodificador de fase, por ejemplo, bit de código de tiempo del segundo previo.ss = intensidad de señal; <40 es pobre, >100 es muy buena, máximo de 160.eeee = salida principal del correlador de fase pseudo-aleatorio.*dddd = salida diferencial del correlador de fase pseudo-aleatorio.*ppp = valor PWM filtrado hacia el VCXO. Tensión de control del PLL: 0 – 1023.aaa = valor actual de CAG del PWM. Tensión de control de ganancia de RF: 0 – 1023.yy = amplitud de señal al final de la modulación de fase. 0 – 160.oo = factor de “happiness” del correlador de fase; –1 fallo, 0 pobre, 60 máximo.*cc = ultimo ajuste hecho al correlador de fase en el punto de inicio.*rrrrr = fase absoluta de la entrada de referencia de GPS, si está pre-sente. 0 – 77499.zzzzz = fase absoluta del segundo marcador. 0 – 77499.
Todos los campos están expresados en notación hexadecimal. * Signi-fica que el valor puede ser negativo, si su MSB está activo se comple-menta el dato, se añade uno y se interpreta como un número negativo. La salida DCF de la placa es justo el pulso del receptor AM, pero con un flanco anterior con descodificador disciplinado de fase. El flanco anterior limpio dura 50 ms, después de esto, es el turno de la forma del pulso AM, que tiene una duración de hasta 200 ms, por lo que la sección del pulso que va desde los 50 ms hasta los 200 ms, puede contener ruido bajo condiciones de señal débil. Además, en el caso de que el segundo marcador sea 59, el cual es omitido por la señal DCF en AM, los pulsos de 50 ms están aún en la salida. Si el descodi-ficador de fase pseudo-aleatorio no está enganchado, no hay pulsos
en la salida. Señalar que el dato codificado en fase para los segundos 59 a 9 son realmente transmitidos como todos los demás (este no es el caso para los bytes de datos correspondientes de AM), con lo que pueden ser usados como una secuencia de cuadro.El LED (si está en el camino correcto) muestra la línea de pulsos AM, en verde, cuando el reloj maestro PLL está enganchado, o rojo, en el inicio y cuando el PLL no está enganchado.
MontajeLa placa del receptor/procesador es de doble cara y contiene una mez-cla de componentes SMD y de taladros pasantes. La colocación de los componentes se muestra en la Figura 3. Toda la información de fabri-cación de la PCI (serigrafía de la cara superior y de las pistas de cobre en la cara inferior), tal y como la ha diseñado el autor, se encuentra disponible de forma gratuita en [1]. El pre-amplificador de antena fue construido de forma experimental como se muestra en la Figura 4. No se ha diseñado ninguna PCI para el mismo. Si queréis ayudar a otros lectores, dejadles saber lo que hacéis a través del foro de Elektor.
Calidad de la señalLa señal de radio DCF77 procedente de Mainflingen tiene dos rutas hasta nuestro receptor. Una es la onda de suelo, que debe propor-cionar niveles de señal útiles hasta los 1000 km desde Mainflingen. El otro camino es la “onda de cielo” o la onda de propagación, la cual es una reflexión a través de la ionosfera de la señal transmitida. Esta componente de la señal es dependiente del estado de la ionosfera en un momento determinado y varía enormemente tanto con la hora del día como con el día del año. Normalmente, es más fuerte por la noche y en los meses de invierno. Por desgracia, como esta señal viaja a dis-tancia significativamente larga para alcanzar nuestro receptor, su fase relativa variará con respecto a la que recibimos por la onda de tierra, lo cual produce todo tipo de desvanecimientos y desplazamientos de fase de la señal. Así pues, al incrementar la distancia desde Mainflin-gen incrementamos la dificultad para obtener una temporización pre-cisa y fiable de la señal durante la noche. Sin embargo, durante el día, entre las 10 de la mañana y las 2 de la tarde, en invierno, por ejemplo, la señal es buena para su reproducción en la zona de ±250 µs; una cifra respaldada por la monitorización de la señal a lo largo de un período de muchos meses (ver más abajo).
PrecisiónPara comprobar la precisión del receptor prototipo se hizo una previ-sión de una entrada para un pulso de temporización GPS (con pulso
Figura 4. La antena activa ha sido construida de forma experimental sobre una protoboard.
Desarrollo adicional del programaDamos la bienvenida a aquellos que modifiquen el código fuente o realizen un ajuste de retardo de propagación y os animamos a que descarguéis el código y experimentéis con él según deseéis pero, por favor, poned a disposición de la comunidad todas las correccio-nes y mejoras. Necesitaréis el entorno de desarrollo MPLad IDE de Microchip y el compilador C30, que podéis descargar libremente de la página web de C30.
Para programar o re-programar el dsPIC33 necesitaremos el progra-mador “in-circuit” adecuado. La unidad más barata soportada por el entorno MPLab es el PICKit3. Yo he usado un ICD2. Tendremos que fabricarnos un terminal para utilizar el puerto de programación J3 de la placa, que utiliza un conector Molex de cinco terminales. ¡Cuando se conecta un programador/depurador es muy probable que se ex-perimente una severa pérdida de calidad de señal!
positivo de 3,3 V en J3.4) y para informar de la fase de este pulso y la del marcador secundario descodificado como parte de la trama de salida serie de depuración. En mi caso, por ejemplo, en un buen día, puedo ver una fase GPS absoluta típica de 32547 y una fase del marca-dor secundario descodificado de 32768 (para ello ver la captura de la pantalla del osciloscopio en la Figura 5). Las unidades son en ciclos de portadora, de manera que tenemos un “offset” (“desplazamiento”) de 221 ciclos, que corresponde netamente al retardo de programa-ción debido a la distancia de 858 km del receptor con respecto a Main-flingen, el cual trabaja a 2,86 ms o 221,8 ciclos. Los resultados de la monitorización de la señal GPS de referencia durante mucho tiempo, están disponibles en Internet (ver más abajo el apartado Recursos). Para una precisión absoluta óptima se requiere una calibración, bien del reloj o bien del receptor, para compensar el retardo de propa-gación de la onda de tierra. Más abajo encontraremos un enlace a daftlogic.com, una página web que nos permitirá obtener nuestra distancia al transmisor de Mainflingen con la que podremos cal-cular nuestro retardo de programación usando la velocidad de la luz expresada como 300 km/ms o 3,33 µs/km o 0,2585 ciclos de portadora/km. El resultado en ciclos de portadora, redondeado al entero más próximo, si es menos de 378, puede ser añadido al código fuente (ver la sección “Ajuste del retardo de propagación” en la parte de código). Hay que señalar que un valor mayor de 377 no puede ser utilizado de esta manera ya que detendría, parcialmente o completamente, la generación de los pulsos del segundo marcador. Una vez re-compilado el nuevo programa obtendremos la salida del segundo marcador ajustada exactamente a nuestra localización y tendremos una precisión absoluta en la zona de ± 250 µs durante el día (ver Figura 6). El programa estándar suministrado no contiene la corrección del retardo de propagación.
2. El diseño del programa para el filtro digital “notch” de correlacióncruzada se inspiró en THE SCIENTIST & ENGINEER’S GUIDE TO DIGI-TAL SIGNAL PROCESSING de Steven W. Smith, disponible en analog.com: http://bit.ly/faQrb2.
El original está en: www.analog.com/en/embedded-processing-dsp/adsp-21xx/processors/design-handbooks/scientist_engineers_gui-de/resources/fca.html
3. Desarrollando C30 para el rango del procesador dsPIC:www.microchip.com/stellent/idcplg?IdcService=SS_GET_PAGE&nodeId=81
Figura 5. ¡El oscilosocpio mostará la diferencia! Traza superior (azul) = Galleon MSF Rxvr; Traza central (amarilla) = referencia GPS; Traza
inferior (rosa) = Rx DCF. Dos horas, 7200 s. ‘exposición’ 14:30 – 16.30 el 24 May 2011. En HX7 UK: Tiempo de propagación DCF:
2,86 ms; Tiempo de propagación MSF: 0,3 ms.
Figura 6. Prestaciones típicas del receptor DCFRx de corta duración (24 horas). Los puntos rojos indican la precisión media de la
temporización en un periodo de 200 s con las líneas grises que indican la desviación estándar en ese periodo. El eje vertical tiene 100 μs por division. La presetación ideal sería una línea plana a lo largo del centro. La línea amarilla indica la intensidad de la señal.
Fíjate en el contraste entre el día (10 am - 2 pm) y la noche.
4. Programación “in-system” en microcontroladores PIC:www.microchip.com/stellent/idcplg?IdcService=SS_GET_PAGE&nodeId=2519¶m=en534451&page=wwwdevMPLABEmulatorDebuggers
5. Programa filterlab de Microchip:www.microchip.com/filterlab
¡Que viene el bus! (11)¡Simular es una materia obligada!
Tras la última entrega más relajada, nues-tro bus vuelve a coger velocidad. En distin-tas partes se ha trabajado en código en C, nuevo hardware y diferentes aplicaciones del bus. De modo que mi colega Raymond Vermeulen del laboratorio de Elektor ha estado ocupado desarrollando una com-pacta tarjeta conectable. Tan pronto esté lista, pretende llevar a cabo una práctica del bus ocupando numerosas habitacio-nes (o sea, decenas de metros) en nues-tro pequeño castillo (=cuartel general de Elektor).Tras estos desarrollos he ido acumulando un montón de hardware en mi mesa. Siempre se nos ocurría, se diseñaba o se programaba algo nuevo, cuando quería cambiar de una aplicación del bus a otra. Y la verdad es que no resulta muy cómodo cambiar todo el material.Ya que toda la comunicación del bus se ha desarrollado “por software”, en realidad resultaba muy fácil simular el hardware. Posteriormente podríamos diseñar y probar
un control del bus en cualquier ordenador, que igual que en el concepto presentado previamente, consiste en un interfaz HTML y algo de Javascript.
Fácilmente programableTras algunas largas y solitarias tardes aquí en el castillo J pongo en vuestras manos un ElektorBusBrowser bastante ampliado, que como siempre puede descargarse de la web del proyecto como código fuente en VB.NET-Source y como archivo .exe. El software se muestra esquematizado en la figura 1. Como hasta ahora, representa un Host para el control del bus (Master). Éste puede ser programado con algunos cono-cimientos de HTML y Javascript también incluso por los principiantes y almacenado en formato .htm (u otros). El concepto se ha resumido otra vez brevemente aquí [1]. Por ejemplo, si el usuario pulsa un botón en el entorno en HTML, la biblioteca en Javas-cript JSBus genera un pequeño elemento informativo (Part), lo codifica en un mensaje y después lo lanza “al exterior”, acabando finalmente en el bus. Y lo mismo ocurre en sentido contrario. Los mensajes recibidos se
pasan del host a Javascript; JSBus decodifica dichos mensajes en partes (que pueden ser por ejemplo valores de medida o una alarma de nivel). El diseñador de la aplicación sólo tiene que determinar cómo se represen-tan estos valores de medida en el entorno HTML; al respecto, basta con unas cuantas líneas en Javascript. El stack de protocolo se muestra en la figura 2.Ya que los desarrolladores de bus han tenido que tratar previamente con HTML y Javascript (fácil de aprender) lo ideal resultaba que pudiera utilizarse el mismo sistema para programar los nodos simu-lados (SimNodes). Para cada nodo, única-mente hemos de crear su correspondiente archivo .htm, el cual contiene tanto el interfaz de usuario, los botones y los LEDs, así como la “inteligencia” de los disposi-tivos del bus simulados. Lógicamente, es posible cargar a dos o tres de los nodos simulados con el mismo archivo .htm, para que todos estos nodos se comporten de la misma manera. Ya que sus funciones son similares en multitud de aplicaciones, más o menos, podemos esperar que pos-teriormente algún desarrollador diseñe
Jens Nickel
En el desarrollo de aplicaciones para el bus resulta algo
molesto tener que utilizar siempre el equipamiento
completo. Por ello, el nuevo software de PC simula
hasta tres nodos programables, que pueden a su
vez comunicarse con otros dispositivos del bus y
con el master (como un smartphone). De modo que
podemos realizar un control sin nada, e incluso hacer
desarrollos y pruebas, y mientras tanto, aprender un
montón.
Productos de Elektor y soporte
• Nodo experimental (tarjeta 110258-1 o set de tres tarjetas 110258-1C3)
• Conversor USB/RS485 (montado y probado 110258-91)
• Descarga gratuita de software Todos los productos y descargas están disponibles en la web de este artículo:www.elektor.es/110708
un archivo que cumpla nuestros requerimientos. Aquí estable-cemos el origen ;-) y ponemos a vuestra disposición tres tipos de nodos (ver más abajo) para descargar [2].El lenguaje Javascript tiene la ven-taja de que básicamente utiliza la sintaxis de C. Nuestra posterior biblioteca en C del bus tiene fun-ciones similares a la de JSBus, y será posible, exportar código sin mucha dificultad de un nodo vir-tual a uno real (o viceversa).
Direcciones que pueden elegirse aleatoriamenteLos archivos .htm para la simu-lación han de ser los mismos que “Index.htm” y “JSBus.txt”, que pueden encontrarse en el directorio “UIBus” del escrito-rio. El archivo .htm que aparece ordenado el primero, en cuyo nombre aparece la palabra “Sim”, se ha fijado por defecto para todos los SimNodes (véase la figura 3). Esto sólo tiene sentido natu-ralmente, si todos los nodos simulados tienen su propia dirección, que definimos en la Combobox azul. En las dos entregas anteriores de la serie se fijaba una direc-ción del emisor en Javascript. Un archivo .htm de este tipo no podía utilizarse a la
vez para varios nodos. Por ello, la libre-ría en Javascript ahora se ha complemen-tado con la variable ownAddress. Si en la pequeña Combobox ponemos otro valor, el host recibe la nueva dirección que debe-rían tener los nodos, y ownAddress se ajusta correspondientemente. Después, puede hacerse referencia a esta variable en el código del nodo. De este modo, por ejemplo, el nodo (clase A) envía el estado
de su LED de test en el canal 1 mediante las siguientes líneas de código:
var parts = InitParts();parts = TransmitValue(parts, ownAddress, 10, 1, 0, LedStatus);SendParts(parts, true);
Justo debajo de la Combobox de direcciones puede ajustarse para cada nodo simulado si le está per-mitido por el planificador enviar mensajes o incluso durante una FreeBusPhase (véase [3]). El host siempre envía únicamente un mensaje por nodo, si hay algo que enviar. Por ejemplo, con un nodo del tipo A, al pulsar el botón
en HTML el “LED de test” ha de cambiar de estado. Javascript direcciona el correspon-diente mensaje hacia el host; éste almacena el mensaje hasta que el nodo esté activo.
Entorno de desarrollo del busPara probar el archivo zip de este artículo obtenido de la página de Elektor [2], hemos de extraer el directorio “UIBus” directa-mente al escritorio. Tras iniciar el nuevo Ele-
HOST: ELEKTOR BUS BROWSER
HTML/JAVASCRIPT:BUS-MASTER
HTML/JS:SIMULATED NODE CONVERTER
110708 - 11
IN
OUTUSB
HTML/JS:SIMULATED NODE
SCHEDULER
HTML/JS:SIMULATED NODE
ELEKTOR BUS
PC
101233
USER APPLICATION
APPLICATION PROTOCOLJSBUS
HOST
REC
AA MODE REC SEND DATA CRC
SEND PART PART PART
HYBRID MODE/SCHEDULER
ELEKTOR MESSAGE PROTOCOL
110708 - 12
Figura 1. Al igual que antes, el programa del host sólo está a cargo de las funciones básicas del bus. La “inteligencia” del master y los nodos simulados consisten en fragmentos de
Javascript.
Figura 2. Stack del protocolo: la librería Javascript divide el mensaje del bus en
partes (por ejemplo en valores de medida), que posteriormente pueden procesarse
cómodamente [1].
Figura 3. El nuevo ElektorBusBrowser. A la izquierda podemos ver el entorno del master; a la derecha los nodos simulados (aquí son
ktorBusBrowser éste muestra en la ventana grande de la izquierda el archivo “Index.htm”, el cual incluye el verdadero control del bus. La dirección del nodo ya se ha fijado por defecto a “10” (figura 3). En la parte derecha se muestran tres nodos simulados del “tipo A”: si presionamos el botón HTML, el “LED de test” cambiará su estado, el LED de estado (0 o 1) se enviará desde el canal 1 al master mediante el bus. Correspondien-temente, el nodo recibirá la instrucción para encender o apagar el LED.El contenido de los archivos .htm puede verse siempre si pulsamos en el botón “Sou-rce”. En una ventana independiente se mos-trará el código fuente. Como se describe en [1], consiste en una referencia a la librería en Javascript JSBus, que incluye el verda-dero código de la aplicación en Javascript y algo de HTML, que determina el entorno de usuario. Puede editarse el código en el cuadro de texto grande y guardarse pos-teriormente haciendo click en “Save”. Si se pulsa en el formulario principal el botón “Reload”, se mostrarán los cambios en la página HTML; de este modo podemos pro-bar los pequeños cambios rápidamente.Ahora echemos un vistazo al código fuente de un nodo de tipo A. Podemos identificar la función ToggleLED, que a su vez llama a la función TransmitValue. Ésta se ha imple-mentado de nuevo en JSBus. Es comparable a SetValue, que ya conocemos de la parte 9 [1], excepto que no hay ningún valor fijado por el master. En lugar de eso, un nodo com-parte con el master un valor de medida.Ahora depende de si hay conectado hard-ware en el bus o no. Primero está el caso de que esté conectado un conversor RS485/USB: ya que este siempre recibe los mensa-jes enviados por sí mismo, volvemos al pro-blema descrito en entregas anteriores con la rutina en VB ShowMessage.
Aquí el mensaje se analiza y procesa; cuando la dirección coincide con uno de los nodos simulados o la del master, se envía a uno de los applets correspondientes en Javascript. Sin embargo, si no hay ningún conversor conectado, tendremos que simular el lla-mado eco del RS485. En el software en VB la rutina de envío SendMessage llama a la rutina EchoMessage, la cual muestra otra vez el mensaje dado por ShowMessage unos instantes después. Primero el usuario ha de seleccionar en la Combobox arriba “SIM”, en lugar de uno de los puertos serie, y hacer click en el botón “Connect”.
LEDs y valores analógicosBien sea con conversores conectados o sin ellos: una vez terminado el planifica-dor, deberíamos poder encender los LEDs de test de los tres nodos desde el master. Si pulsamos los botones de los tres nodos para restablecerlos, veremos que en el mas-ter sólo “permanece” el LED del nodo 2. Esto es porque únicamente el nodo 2 ha sido pla-nificado; con los otros dos nodos primero tendremos que marcar la casilla “FreeBus”. También podemos identificar en la simu-lación que los LEDs de los nodos 1 y 3 del entorno del master se apagan rápidamente. Esto se debe a que el planificador establece una FreeBusPhase el doble de veces de las que el nodo 2 es capaz de percibir (aviso: hemos prescindido de detecciones de coli-sión en la FreeBusPhase).Ahora seleccionemos el nodo central como del tipo B (en la Combobox “SimExpNo-deB”) (ver la figura 4). Mediante los boto-nes “Up” y “Down” podemos simular un potenciómetro, que depende de el ADCs de uno de nuestros nodos experimentales. Pero esto no es del todo real. Los applets en Javascript sólo emiten hacia el exterior un mensaje con el nuevo “valor de medida”,
cuando presionamos uno de los botones HTML. Nuestros nodos de sensores reales, sin embargo, mandarían un mensaje con el valor actual si el planificador les hubiera preguntado. De modo que en el master siempre veríamos el valor bailando un poco arriba y abajo. No obstante, la respuesta a los mensajes del planificador es manejada por completo mediante el código del host, y aquí el pro-grama del nodo no tiene nada que ver. Esto cambia si activamos la casilla “RecSch” (ReceiveSchedulerMessage). Ahora el host entrega los mensajes del planificador en Javascript. La librería JSBus se ha ampliado de modo que en este caso se llama a la fun-ción ProcessPart en el código del nodo (no puede faltar ninguno de los archivos .htm). Después mediante el parámetro null, simplemente se marca en Javascript “nada”. Ahora podemos manejar la planifi-cación en el propio código del nodo tipo B (véase el código). Esto también se refleja en el display, además puede añadirse incluso algo de ruido (Noise) al valor de medida.
Entra en juego un nodo realCon hardware real en el bus nuestro master funciona igual. Por ejemplo, con los nodos experimentales de la parte 8 [4], los cuales tenían conectada una fotorresistencia (fir-mware “ElektorBus9.bas”). Si la EEPROM del controlador no ha cambiado este dispo-sitivo del bus tiene la dirección “2”. Debe-mos asignar al nodo simulado una dirección distinta; posteriormente se mostrarán con claridad los valores de medida del fotosen-sor. De forma paralela, en el bus pueden combinarse mensajes de nodos simulados con otros que realmente sí existen.Esto funciona incluso si ponemos en juego otro master. Sobre mi mesa lleva bastante tiempo el prototipo de la tarjeta interfaz de
2?HYBRIDMODE 2 10? 10 2? 22? 2
110708 - 13
10?
22DIRECTMODE 2Interval
10 2
Figura 4. El nodo tipo B envía “valores de media”, que podemos ajustar mediante los
botones de Up y Down.
Figura 5. Cuando sólo hay dos dispositivos en el bus no se necesitan mensajes del planificador (rojo). En el DirectMode el slave (por ejemplo, un medidor) realiza
envíos en intervalos definidos, y los mensajes de control del master le siguen inmediatamente.
Android “Andropod”, y también está ya dis-ponible un ElektorBusBrowser para Android (lamentablemente, la correspondiente tar-jeta de Elektor no está lista todavía, me veo obligado a pedir paciencia a los lectores hasta la próxima edición L ).Cuando guardamos los archivos “Index.htm” y “JSBus.txt” en nuestro smartphone y ejecutamos el “ElektorBusBrowserForAn-dropod”, veremos el mismo entorno de usuario que en nuestro PC. El valor del foto-sensor se muestra en ambos, tanto en el ordenador “grande” como en el “pequeño”. Hemos de poner atención en que sólo ten-gamos un planificador en uno de los Elektor-BusBrowser. En este caso podremos enviar mensajes de control tanto desde el PC como desde el smartphone. El master correspon-diente puede ser preguntado desde un pla-nificador interno o externo, en principio desde una copia que se ejecuta en un con-trolador ATmega. Los que han seguido los anteriores artículos del bus saben que esto no estaba disponible en el software para PC, ya que la llamada al master se hacía directa-mente en el bucle del planificador (interno).
En el nuevo software del ElektorBusBrow-sers ambas funciones están separadas. La rutina ShowMessage, a la cual se llama tras recibir un mensaje completo, es la que maneja ahora los mensajes del planificador. Y como hemos descrito arriba, gracias al eco da igual si el mensaje se envió desde el pro-pio programa o desde otro de los emisores.
Directamente es mejorLa función ShowMessage fue diseñada especialmente para un modo de funciona-miento en el cual sólo participasen dos dis-positivos en el bus sin la presencia del pla-nificador. El DirectMode funciona siempre que un dispositivo del bus (como por ejem-plo un medidor) envía mensajes continua-mente en intervalos definidos. El otro dis-positivo utiliza estos mensajes a la vez como reloj: por ejemplo, si un elemento de con-trol tiene que enviar un mensaje al medidor, lo enviará inmediatamente después (ver la figura 5).Todavía no se ha implementado, pero tam-bién está la posibilidad de un funciona-miento a la inversa (clásico): el master esta-
blece el reloj, el slave responde. Alternán-dose con el medidor, el master puede fijar instrucciones de control, así como pregun-tar por valores de medida (el cuadro mues-tra cómo codificar dichas instrucciones para realizar muestreos).Mediante el DirectMode, la aplicación del termómetro de la última entrega [5] fun-ciona bastante mejor, podemos encontrar el firmware adecuado en BASCOM (“Ele-ktorBusDirectMode.bas”) en [2]. Una vez programado el nodo del sensor de tem-peratura con el correspondiente archivo hexadecimal, éste envía cada 500 ms un nuevo valor de temperatura al master sin necesidad de que participe ninguna unidad externa. Y al contrario, los mensajes van de aquí al medidor, estableciendo la unidad y la escala (y ahora resulta mucho más fiable). Ahora, carguemos en el nuevo ElektorBus-Browser el archivo “IndexTemp” en el nodo master y pongámoslo a prueba. Antes de que el master pueda enviar mensajes en DirectMode, siempre hemos de marcar la correspondiente casilla (figura 6). ¡Tam-poco hemos de olvidar que ninguno de los
Código 1: El código de nodo reacciona al mensaje del planificador (part==null) enviando a su vez otro mensaje (fragmento de “SimExpNodeB.htm”).
function ProcessPart(part){ if (part==null) { if (Noise==1) {Noise=-1} else {Noise=1}; SensorValue = SensorValue + Noise; TextboxSetvalue("SValue", SensorValue);
var parts = InitParts(); parts = TransmitValue(parts, ownAddress, 10, 0, 0, SensorValue); parts = TransmitValue(parts, ownAddress, 10, 1, 0, LedStatus); SendParts(parts, true); } else { if (part.Channel==1) { LedStatus = part.Numvalue; RadioButtonSetvalue(“LED”,LedStatus); } }}
nodos simulados puede tener la dirección 2!En un smartphone tenemos lógicamente algo menos de espacio para estos elemen-tos de control; de modo que ahora tam-bién existe la posibilidad de desactivar el DirectMode desde el entorno de usuario en HTML (véase el botón HTML “DirMode” en la figura 6).
Función de repeticiónNaturalmente también queremos simu-lar el sistema completo. El nodo tipo C puede enviar mensajes controlados por tiempo, para probarlo, cargaremos el código “SimExpNodeC” en el nodo simu-lado de arriba y marcamos la casilla “Dir-Mode” (como se muestra en la figura 6). En el código en Javascript, la siguiente línea se encarga de enviarlos de forma periódica:
var sendinterval = setInterval(“SendValues()”, 500);
Como primer parámetro, la función setInterval recibe el nombre de otra función, a la que debe llamar regular-mente; como segundo parámetro, se le pasa el intervalo de tiempo dado en milisegundos. Ésta devuelve una varia-ble que identifica de forma inequívoca a este proceso periódico; de este modo las repeticiones sólo cesan mediante clearInterval(sendinterval). Esto nos vuelve a demostrar lo fácil que resulta programar en Javascript.Una pequeña tarea para los usuarios avanza-dos: el código para el control del “medidor” puede ampliarse de modo que podamos seleccionar en el master entre intervalos de duración de 250 y 125 ms (ver [5]). La nueva función implementada, llamada en JSBus SetIntervalValue(parts, sen-der, receiver, channel, mode,
interval, numvalue), y el tipo de las partes PARTTYPE_INTERVAL. Además, se definen algunas constantes en INTERVAL_MILLISECONDS. Lo más recomendable es echar un vistazo a “JSBus.txt”. Puede encon-trar la solución a estos pequeños “debe-res” en los archivos “IndexInterval.htm” y “SimExpNodeC2.htm”.
En las próximas entregas del ElektorBus seguiremos con esto –pero desde otra pers-pectiva. En la edición de febrero presentare-mos la tarjeta interfaz de Android “Andro-pod”, la cual cuenta con una ampliación para RS485. Gracias a esta tarjeta podemos utilizar smartphones o tablets con Android para controlar el bus. En la edición de marzo deberíamos de poder presentar la primera tarjeta con RS485. En el “Labcencer”, en las páginas centrales de esta revista, hablamos de los desarrollos actuales a los fans del bus.
(110708)
¡Forma parte del desarrollo! ¡Cualquier consejo o sugerencia son bienvenidos en el mail de nuestra redacción, [email protected]!
Enlaces[1] www.elektor.es/110517
[2] www.elektor.es/110708
[3] www.elektor.es/110258
[4] www.elektor.es/110428
[5] www.elektor.es/110610
Figura 6. El DirectMode en la simulación. Los nodos simulados de arriba envían valores de medida periódicamente.
Muestreo de valoresMediante el ApplicationProtocol es posible fijar valores en un nodo desde una unidad de control. Además, los nodos con sensores pueden comunicar sus valores actuales [4]. Ante-riormente no era posible que un sensor o un actuador determinados enviasen los valores de esta manera (el planificador repartía el tiempo de envíos, lo que significa en el sentido es-tricto que no había polling de valores). Además, necesitamos un formato para transmitir los valores absolutos de los límites (antes sólo podíamos fijar el valor actual de medida como límite superior o inferior).
Ahora todo esto se determina de la siguiente manera:
Muestreo de valores
Byte 1 Byte 2
Muestreo de valores de medida 104 + CH 240 (F0hex)
Muestreo del límite inferior 104 + CH 241 (F1hex)
Muestreo del límite superior 104 + CH 242 (F2hex)
Definir los límites absolutos
Byte 1 Byte 2 Bytes siguientes
Definir el límite inferior 104 + CH 217 (D9hex)Valor numérico (2 o 4 bytes)
Definir el límite superior 104 + CH 218 (DAhex)Valor numérico (2 o 4 bytes)
Transmitir los límites absolutos del sensor: Byte 1 = 72 + CH
Nuestro lector, Matthias Schwarzwald (Alemania) amable-mente nos envió una interesante observación sobre el Sencillo Detector de Murciélagos, publicado en la edición de noviembre 2011 [1]. A pesar de que le gustó mucho el circuito gratuito SMT (muchos de los seguidores de los murciélagos no tienen grandes conocimientos de electrónica), piensa que algunos de los componentes deberían ser de mayor calidad.“Por ejemplo, el sensor ultrasónico de 40 kHz sólo es capaz de detectar alrededor de la mitad de la población de murciélagos que viven en mi país. Hay muchas especies que ‘emiten’ en otras frecuencias, algunas de ellas tan “bajo” como 20 kHz. En este caso en particular, la mejor elección sería una cápsula de micrófono tipo “electret” adecuada.Cuando se utiliza un sensor ultrasónico yo recomendaría el uso de una versión blindada o apantallada (no la más barata; la fabricación y verificación de un blindaje efectivo es un ver-dadero reto para la mayoría de los fabricantes).Sería interesante dispo-ner de una versión con varios micrófo-nos, con el fin de ampliar la sensibili-dad (apertura angu-lar, o direccionalidad). Dependiendo de la direccionali-dad del micró-fono el rango s e r e d u c i r í a de los teóricos 30 metros (100 pies) a sólo unos pocos metros (menos de 10 pies). Los mur-ciélagos transmiten sus ráfagas de sonido en una dirección muy específica y vuelan en una trayectoria en constante cambio durante su caza, lo que hace prácticamente imposible “apuntar” (direccionar) un micrófono en la dirección óptima.”Creemos que Matías tiene un punto de razón. Durante la fase de prototipos en el laboratorio, uno de los trabajadores, Tom Gies-berts Ton, que ya había estado colaborando en este proyecto en nuestro laboratorio, ya había pensado en añadir una resistencia al circuito para suministrar, opcionalmente, un micrófono de tipo electret con una tensión de polarización. Además, también había pensado en el uso de múltiples sensores. Sin embargo, el problema con el uso de un grupo de sensores sería el sumar la señal correctamente (sin introducir problemas de fase). La lon-gitud de onda de una señal de 40 kHz es de unos 8,25 mm, por
lo que es
práctica-mente impo-
sible permane-cer por debajo de la
mitad de la longitud de onda crítica en la fabrica-ción de dicho grupo de sensores. Siguiendo esta
línea de pensamiento, los sensores con una apertura
angular muy específica podrían ser el camino a seguir para la fabricación de un “array” de sensores, por lo que cada sen-
sor sólo capturaría una parte del cielo. Otra opción sería la de
escanear secuencialmente las señales de una serie de micrófonos y, posteriormente, combinar las muestras en una lectura ade-
cuada... ¿hemos reinventado el radar?Esto probablemente daría resultado en circuitos
mucho más complejos y, casi seguro, implicaría el uso de un microcontrolador (dejando de lado la simplicidad del proyecto). Por todo esto, estas ideas se abandonaron rápidamente. Eso no quiere decir que no fuese interesante participar en el reto de diseño más complejo. Así que, si hay alguien por ahí que se está muriendo por tener algo a lo que morder (o soldar), ¡hacéd-noslo saber!
En el artículo sobre el medidor de radiación mejorado (Elektor de noviembre de 2011, [1]) se describió cómo hay que proteger al sensor — de BWP34 — de la luz incidente. Como hubo bas-tante ambigüedad sobre este tema, lo explicaremos de nuevo con fotos.
El BPW34, que es apto para medir la radiación gamma, se puede ‘cerrar’ por completo; la radiación gamma es tan fuerte, que penetra por distintos materiales y después sigue siendo medible. La protección de la luz se puede hacer de varias for-mas. Aquí presentamos dos:
1. Protección con papel de aluminio.El sensor se tapa con un trozo de papel aluminio casero. Para evi-tar un cortocircuito, colocamos primero un trozo de cinta aislante sobre la placa impresa en el sitio del sensor (foto 1 y 2). Esto pro-tege al sensor de luz que, en caso contrario, llegaría a la parte posterior del sensor traspasando la parte posterior de la placa. Luego montamos el sensor (foto 3). Vigila aquí la polaridad (viene indicada en la placa del paquete de construcción). El BPW34 lleva una marca pequeña en el lado del cátodo, ver foto 4.
A continuación podemos colocar el papel de aluminio sobre el sensor. Toma un trozo suficientemente grande de modo que pueda ser conectado con la masa de la placa. Verifica que no
haya ningún agujero minúsculo y que la hoja sea opaca 100%. Asegúrate de que el espacio entre el aluminio y el sensor es el mínimo posible. En caso contrario, el sensor también responde a sonidos fuertes y, por supuesto, queremos evitar eso (foto 5). Finalmente puedes tapar la placa al completo con papel de alu-minio, para proteger el circuito lo máximo posible de influencias externas (foto 6). ¡Ten cuidado de no causar ningún cortocir-cuito! Si has hecho tu trabajo minuciosamente, el sensor estará ahora listo para las mediciones.
2. protección con una lataEn este caso colocamos toda la placa amplificadora en una lata protegida y opaca (foto 7). Para esto tenemos varias opciones, piensa en una lata de galletas de mantequilla o la lata azul de crema de manos que vende una marca conocida. También sir-ven las ‘antiguas’ latas de especias, de té o de café. La mejor elección es una lata sin bisagras, ya que entra bastante luz a través de ellas. Monta la placa en la lata y asegúrate de que haya una buena conexión entre la masa de la placa y la lata. Los hilos de conexión entre la placa amplificadora y contadora pueden salir al exterior por debajo de la tapa. En este caso no hace falta proteger el sensor por separado. Esta opción nos proporcionaba los mejores resultados y el menor ruido e interferencias.
La radiación alfa se para mucho más rápidamente que la radia-ción gamma; una hoja de papel de aluminio es ya un gran obstá-
culo para los rayos alfa. Por eso el BPW34 no es muy apropiado para medir este tipo de radiación, tal y como se comentó en el artículo anterior. El encapsulado de plástico ya lo protege (en gran parte) de la radiación. Por lo tanto, envolverlo con papel de aluminio es completamente funesto. Un buen sensor alter-nativo para medir radiación alfa es el BPX61 (foto 8). Aunque este fotodiodo es más caro, se suministra en un encapsulado TO-39 que lleva un cristal en la parte sensible a la luz. Si elimi-namos este cristal con mucho cuidado, sin dañar el sensor, la capa sensible queda al descubierto y la radiación puede incidir libremente sobre la superficie del sensor.
Como hemos dicho anteriormente, la radiación alfa se para fácil-mente. Por lo tanto, el material radioactivo que utilizas para las pruebas no tiene que encontrarse demasiado lejos del sensor. Las pruebas con este diodo en la universidad de Namur (Bélgica) demostraron que la muestra 239Pu de prueba (una radiación alfa de 5 MeV) genera impulsos de unos 200 mV en la salida del amplificador de medición.
Así tenemos entre manos un sensor muy sensible capaz de medir radiación alfa. No hace falta modificar el amplificador ni el contador para poder funcionar con ambos tipos de senso-res. Algunas fuentes ‘cotidianas’ de emisión radioactiva son: Un reloj ‘antiguo’ con manillas luminosas (principalmente radiación alfa, así que hay que eliminar el cristal), una camisa para faroles
de gas, cloruro de potasio, electrodos WT20 de soldadura, un detector de humos antiguo (donde viene indicado que utiliza 241Am) y pechblenda (o uranita).
El envío de sustancias radioactivas está terminantemente pro-hibido, pero no hay ningún problema en ir con el medidor de radiación a un sitio donde haya sustancias radioactivas. Por ejemplo, en el hospital. Si das allí con la persona adecuada, seguramente esté interesado en el ‘sensor’ que utilizamos en este circuito y a lo mejor se apunta a una prueba o calibración del circuito.
Por otra parte, estamos experimentando con otros ‘sensores’, como es el 2N3055 (foto 10) y el autor del artículo, Burkhard Kainka, también ha realizado los experimentos oportunos [2]. Por supuesto que no queremos privarte de los buenos resulta-dos cuando los haya y quizás los publiquemos en un artículo próximo.
Durante el diseño del registrador de datos USB de la edi-ción de septiembre de 2011, no conseguimos poner en marcha la comunicación con el microcontrolador a tra-vés del In Circuit Debugger 3 (ICD 3) de Microchip. Con el antecesor del depurador, el ICD 2, sí pudimos programar la memoria flash del integrado del circuito, el PIC24FJ64, pero cuando conectamos el registrador de datos a la ver-sión más nueva, el entorno de desarrollo de Microchip nos informó de que el procesador de destino no coincidía con el tipo que estaba configurado. Una ID de ‘0000’ (el valor que devolvió MPLAB) ya nos hizo sospechar que no existía ninguna comunicación.
Una breve búsqueda en el sitio de Microchip nos enseñó que el ICD 3 puede dar problemas si la pull up del MLCR del sis-tema conectado es demasiado fuerte. Efectivamente nuestro
prototipo tenía ahí una resistencia de tan sólo 1 kΩ, mientras Microchip en su web avisaba de que ya se podía tener proble-mas con un pull up de 4k7. La solución más sencilla era subir esta resistencia hasta un valor de 5k6.
En la correspondiente Engineering Technical Note (ETN#29, [1]) también está escrito que para evitar este problema en el futuro se puede adaptar una resistencia en el hardware del ICD 3. Mostraremos esto brevemente, ver foto.
Abrir el ICD es tarea fácil. Después puedes sacar la placa impresa de la caja para poder cambiar la resistencia. La placa está montada en la parte inferior y fijada en el fondo con patitas de pegar; en nuestro ICD 3 se soltaron fácilmente sin dañar nada. Hay que sustituir la resistencia R61 (1k) por
otra de 100Ω. Esto parece más fácil de lo que realmente es, ya que tratamos con SMD del formato 0402 y son bastante pequeños. Sin embargo, no se requiere ninguna herramienta especial para este único componente, con un poco de coraje y cautela se consigue también con una soldadora ‘normal’.
La desoldadura es quizás la tarea más complicada: coloca la punta del soldador en la parte superior de la resistencia, preferiblemente de forma que ambos extremos de metal del componente se calienten al mismo tiempo. Un poquito de estaño fresco mejora el contacto térmico con la resistencia. Finalmente la resistencia se soltará de la placa y quedará col-gando de la soldadura.
Viene muy bien una pinza pequeña para la colocación y fija-ción de la nueva resistencia durante la soldadura. Cuando
finalmente el componente esté en su sitio, no te costara mucho esfuerzo soldar ambos terminales. Si esta operación ha terminado exitosamente, puedes seguir haciendo el miso truco con R62, la conexión VDD de ICID 3 tiene el mismo (posible) problema.
La mayoría de los receptores destinados a un montaje propio están alimentados por una pila de 9 V. La mayor parte de esta tensión es disipada bajo la forma de calor en las resisten-cias de carga de los conectores. A menudo uti-lizan auriculares de impedancia elevada casi imposibles de conseguir. Pero sobre todo, se reciben muy pocas emisoras de onda corta desde la desaparición de las emisoras Suiza, Andorra y los Vallées, y de la partida de RMC hacia la onda larga y la mayor parte de los emi-sores de la ex-RTF hacia la FM… El modelo des-crito en este artículo está alimentado por una sola pila R03 y consume, aproximadamente, 1,5 mA, lo que permite una larga duración de escucha, en la banda de OL, sin antena, con unos auriculares de paseo.De montaje fácil, sólo conlleva una vein-tena de componentes discretos (sin ningún circuito integrado) ensamblados sobre dos placas de cobre grabadas por unos pocos trazos de sierra (sin pistas, sin percloruro), con muy pocos taladros (la mayoría de los componentes están en la cara de cobre).
PrincipioLa base de funcionamiento del receptor des-crito aquí es un gran estándar: los dos tran-sistores en cascada son utilizados en modo
reflejo, ya descrito por Sir Douglas Hall en la revista The Radio Constructor, en abril de 1964 con unos transistores de germanio y, después, en noviembre de 1968, con tran-sistores de silicio. Una versión simplificada, presentada en enero de 1978 por G. Short, es el origen de innumerables variantes apare-cidas en diversas revistas de todos los países, así como en Internet. Una de ellas, firmada por R. Haig en Everyday Practical Electronics en julio de 2003, es la base del corte de banda y del ajuste de nivel utilizados aquí.El inconveniente de este montaje en cas-cada es la acumulación de tensiones umbral de las uniones que esto implica, lo que con-duce a una tensión de base de T2 superior a 1,2 V que, a su vez, hace imposible la ali-mentación por una única pila de 1,5 V, en cuanto no se trate de una pila nueva.La particularidad del presente modelo reside en el añadido de un tercer transistor (PNP) destinado a desplazar la polarización de T2, conservando la estabilización auto-mática del montaje original.
Esquema eléctrico de base En la Figura 1 se muestra el esquema eléc-trico del receptor. Se superponen tres modos de funcionamiento:
1. Alta FrecuenciaLa señal de radio es captada por una barra de ferrita, cuya frecuencia es sintonizada por L1 y C6. El arrollamiento del acopla-miento L2 sirve para adaptar el circuito de sintonía a la baja impedancia de entrada de T1. Su extremo “frío” se conecta a masa por medio de C1 (de impedancia despreciable en RF) y su extremo “caliente” pasa normal-mente a través de un filtro corte de banda (opcional). Una fracción de la señal, definida por el potenciómetro P1, se aplica la base del transistor T1 para ser amplificada por T1 (emisor a masa, colector cargado por R1), después por T2 (emisor cargado por L3 y colector a masa, ya que C2 y C3 tienen una impedancia despreciable en RF). La señal amplificada es transmitida por T3 (colec-tor a masa, emisor cargado por R3) y C5 al elemento de demodulación constituido por C1 y D1.El filtro de corte de banda, sintonizado por L5 y C8, es opcional y está destinado a atenuar o eliminar un emisor próximo y/o potente que perturbe la recepción debido a la baja selectividad obtenida por el único circuito sintonizado en el cuadro de ferrita.Una parte de la señal de RF amplificada por T1 es reinyectada en fase en el circuito de
Jean-Pierre Redouté (Francia)
La radio sigue siendo en 2012 uno del los
caminos de entrada más espectaculares
al mundo de la electrónica. La Onda
Larga continúa ofreciendo un terreno de
experimentación suficientemente poblado para
satisfacer todos los gustos: RTL, RMC, Europe 1, France
Inter y otras más exóticas dependiendo de tu latitud.
La magia del receptor que ha construido uno mismo es
más sorprendente cuando la técnica está a la altura: el uso de modernos auriculares portátiles, una fuente
de alimentación de una sola batería de 1.5 V, la facilidad de construcción, sin circuitos integrados, sin usar
percloruro y con pocos taladros. Este es el circuito ideal para aprender y reinventar el placer de la electrónica.
Nota. Los Proyectos de Lectores son reproducidos en base a la información suministrada únicamente por el(os) autor(es). La utilización de los estilos de Elektor en esquemas de diseño y enotras ilustraciones, o la disponibilidad de la descarga (software) del proyecto desde la página web de Elektor, no implican que el proyecto haya pasado por los Laboratorios de Elektor paraverificar su funcionamiento.
sintonía de entrada, por medio de C7. La reacción positiva obtenida así se ajusta por medio de potenciómetro P1.
2. Baja FrecuenciaLa señal de audio disponible en los extremos de C1 atraviesa L2 y L4 (el circuito de sin-tonía y de corte de banda tiene una impe-dancia despreciable en BF) y sufre una ate-nuación ajustable por P1. A continuación, es amplificada por T1 (emisor a masa, colector cargado por R1) y, posteriormente, por T2 (colector cargado por los auriculares, emi-sor masa, ya que L3 y C2 tiene una impedan-cia muy baja en BF).
3. Corriente Continua (polarización)T1, con su emisor a masa, tiene su base a una tensión de unos 0,6 V. El cursor de P2 se encuentra, pues, a esta tensión de 0,6 V, aumentada por la caída de tensión en el diodo D1. El emisor de T3 está a un potencial superior o igual al del cursor, en una propor-ción definida por el ajuste de P2. La tensión de base de T3 es inferior, en unos 0,6 V, a su tensión de emisor, ya que es ajustable por P2 y puede descender hasta el valor de la caída de tensión del diodo. Esta tensión, dividida por R2, define la corriente de reposo de T2. Por otro lado, añadiendo la tensión de unos 0,6 V se obtiene la tensión de bases de T2 que puede, así, ser ajustada a un valor sufi-cientemente bajo para permitir el funciona-miento de T1, incluso con una pila usada.
MontajeComencemos por lo más difícil de conse-guir: el circuito de sintonía. El condensador variable se ha convertido en un elemento casi imposible de encontrar en las tiendas de componentes electrónicos, al menos a un precio razonable, lo que nos deja dos solu-ciones: recuperarlo de un viejo receptor o buscar en el extranjero. La barra de ferrita es casi igual de difícil, aunque se puede encon-trar en Conrad (diámetro de 8 mm, longitud de 50 mm y referencia 53-55-75).Para conseguir más sensibilidad, el presente montaje recurre a una barra más larga (100 mm) proveniente de Rapid Electronic Com-ponents (con referencia 88-3098), al igual que el condensador variable (con referencia 12-0255) y del accesorio del hilo esmaltado de galga 34.
Un truco para los que quieran acortar una barra de ferrita recuperada y obtener una sección neta: este producto rompe como la porcelana y es imposible de serrar o limar. En cualquier caso, con un poco de cuidado, es posible tallar una muesca alrededor de la barra con una lámina de sierra y, posterior-mente, sujetando firmemente la barra por un lado, podemos partirla fácilmente por la marca, como si fuese una onza de chocolate.Deberemos evitar utilizar una lámina de sie-rra nueva ya que terminará completamente embotada e inutilizable después de esta operación. Por otro lado, la parte interior del tornillo se rompe, a menudo, en varios trozos durante la talla, pero el exterior per-manece generalmente intacto.Los enrollamientos de L1 y L2 se hacen (en bruto) sobre un tubo de CPCV de 14 x 1,6. Para disminuir su capacidad parásita, L1 se divide en tres bloques de 90 espiras (la inductancia obtenida es de unos 5,5 mH). L2 es un bloque de 50 espiras. Los bloques vienen delimitados por anillos de PVC, saca-dos de un tubo de 16 mm y abiertos para anillarse al mandril CPCV (ver Figura 3).El hilo utilizado, de galga 34, es decir, alre-dedor de 0,24 mm, no es en absoluto una obligación, sino sólo un compromiso prác-tico. Hay que señalar que los números de las espiras dependen de la capacidad de C6 y del coeficiente AL de la barra de ferrita. Los valores indicados en este artículo tendrán que ser reconsiderados si se hace uso de componentes diferentes a la barra de 100 mm y al condensador variable de 200 pF, indicados en el esquema eléctrico.La unión de las bobinas con el resto del cir-cuito se realiza sobre un trozo de la barra,
C6
200p
L1
L2
L5
C8
80p
C7
C1
100n
T1
BC547B
T2BC547B
R1
2k2
R3
2k2
T3BC557B
P1
10k
P2
4k7
C5
10nD1
OA91
L3
R2
150R
C2
100u
K1C3
22n
P P P
C4
100u
Plin
L4
*
*
*
**
* *
*2
Z
E
2
R
2
D
1
B
A
1 1 3
S
3C
110721 - 11
Figura 1. Esquema eléctrico de base. Los caracteres en rojo corresponden al plano de serigrafía de la Figura 2.
Z D C P
1 2 B 3
A E R S
110721 - 12
Figura 3. Las inductancias L1 y L2 están enrolladas sobre una barra de ferrita con un diámetro de 10 mm y una longitud de
100 mm.
Figura 4. Plano grueso que muestra cómo soldar los componentes sobre la placa.
pero también se puede utilizar un trozo de placa de cobre dividida en cuatro cuadrados. Las fijaciones son simples gomas elásticas.La bobina L3 de bloqueo de RF está com-puesta de 85 espiras de hilo esmaltado de galga 34, hechas sobre un tubo de ferrita de 9 mm (referencia 50-79-62 en Conrad); obte-niendo así una inductancia de unos 3,2 mH.La inductancia L5 del filtro corte de banda contiene 40 espiras del mismo hilo sobre un tubo del mismo modelo (alrede-dor de 750 µH); el enrollamiento del acoplamiento L4 contiene 7 espiras. Asociado a un condensador ajustable (C8) de 6 a 80 pF y teniendo en cuenta la capacidad parásita, la bobina cubre la banda de OC.C6 (los dos componentes en paralelo) y P1 (así como el filtro corte de banda, si está montado) están ensamblados sobre un trozo de placa de cobre, de una sola cara, de 50 x 15 mm. Para evitar tener que dibujar un circuito impreso, se han realizado los tala-dros pasantes para los terminales de los componentes y los hilos. De igual forma se ha verificado el posiciona-miento de los componentes. A conti-nuación, el cobre es dividido en ban-das paralelas por trazos de sierra (ya taladradas). Así, es posible ensamblar y soldar este pequeño módulo. Los otros componentes se sueldan en la cara de cobre sobre una placa de cobre de una sola cara, dividida en 12 cuadrados de 10 x 10 mm por cinco tra-zos de sierra (método tomado prestado de PY2OHH, un radio aficionado brasileño. Ver Figuras 2 y 4. Los terminales de los compo-nentes deben ser tan cortos como sea posi-ble y, si hay riesgo de cortocircuito, pasarlos a través de un trozo de aislante colocado pre-viamente sobre el hilo conductor.El condensador ajustable C7 está consti-tuido en realidad de dos hilos esmaltados retorcidos, cuyo ajuste se efectúa con los ali-cates de corte (1cm se corresponde, aproxi-
madamente, con 2 pF). Es visible entre la placa y la barra de ferrita (ver Figura 5).El potenciómetro ajustable P2 puede ser provisional, destinado a ser sustituido, des-pués del ajuste correspondiente, por dos resistencias fijas.Este módulo se fija por medio de un tornillo que atraviesa el cuadrado nº 3.Una pequeña queja: el uso de una placa de cobre de doble cara hubiese sido más ele-
gante (con la cara inferior en el plano de masa). En efecto, aquí los 0 V ocupan tres cuadrados (números 1, 2 y 3) que es necesario interco-nectar por medio de hilos, contra tres enlaces transversales soldados en cada cara que serían necesarios en el caso de una placa de doble cara. Pero como el funcionamiento es correcto, esta modificación no ha sido realizada.Para presentar una impedancia de 64 Ω, los auriculares del casco deben estar conecta-dos en serie. Si se quiere conservar el cable
de origen, el conector “Jack” estéreo debe ser cableado utilizando tan sólo los anillos, es decir, sin usar el punto común. La Figura 6 muestra el prototipo terminado y funcionando del autor.
Puesta en funcionamientoComenzaremos por verificar el cableado, las polaridades y la ausencia de fuentes de cortocircuitos. Después, sin conectar el
auricular, conectaremos la pila con un miliamperímetro en serie: el consumo debe ser inferior a 1 mA.A continuación, con la pila conec-tada normalmente, conectaremos el miliamperímetro en lugar del auricu-lar (o en serie con él) y ajustaremos P2 para obtener 1 mA en el colector de T2. Si se desea, es posible sustituir P2 por un puente divisor fijo de la misma rela-ción y de una resistencia total próxima (este ajuste no es demasiado crítico).A título indicativo, la Tabla 1 indica las tensiones medidas en los cuadra-dos de la placa del prototipo con rela-ción a los 0 V.Para continuar, es preferible colocar todos los elementos en su emplaza-miento definitivo, ya que las capa-cidades y las inductancias parásitas varían en función de sus posiciones respectivas.Si partimos de un valor voluntaria-mente muy elevado de C7 (hilos retor-cidos muy largos, de 10 a 15 cm, por ejemplo), se debe poder provocar la
oscilación de T1 aumentando el ajuste de P1. Su frecuencia viene definida por C6 y L1 y puede ser detectada por un receptor de Onda Larga (OL) colocado en las inmedia-ciones. Para verificar el ajuste en frecuencia de nuestro montaje, basta con ajustar este receptor en la parte baja de la banda de OL y con girar, muy lentamente, C6. Al pasar sobre la frecuencia de sintonía, el altavoz permite escuchar un pitido característico. Repetiremos la operación en la zona alta
Tabla 1. Tensiones medidas en los cuadrados de la placa del prototipo con relación a 0 V.
Cuadrado Tensión Observaciones
P 1,315 V Pila que tenga mucho servicio
A=B 0,15 V
C 0,745 V
D= 0,64 V
Z=E 0,6 V
R 0,79 V
S 1,23 V Dos auriculares de 42 Ω (valor medido) en serieFigura 5. Dos hilos retorcidos forman C7,
el condensador de «rabo de cerdo».
Figura 6. Receptor montado sobre una caja de plexigláshecha en casa.
de la banda. Si el resultado obtenido está al lado de la emisora France-Inter y no de RTL, tendremos que quitar algunas espiras de L1 e incluso desconectar el módulo “oscilador” de C6. En el caso contrario, será necesaria añadir algunas espiras o colocar un pequeño condensador fijo en paralelo con C6.Si el montaje está equipado del filtro corte de banda opcional, conectaremos el auri-cular, daremos tensión al circuito, ajustare-mos P1 por debajo del punto de oscilación (si fuese necesario, recordaremos un poco C7 para aumentar el ajuste de P1, con el fin de obtener un nivel suficiente) y escucharemos la emisión molesta ajustando C6 y la orienta-ción del cuadro para obtener un nivel sonoro máximo. A continuación, ajustaremos lenta-mente C8 para atenuar la señal lo máximo posible (si es posible, utilizar un destornillador
aislante ya que, en caso contrario, su cuerpo metálico puede influenciar en el ajuste). Por último, ajustaremos C7 (con los alicates de corte, milímetro a milímetro, ¡verificando no hacer ningún cortocircuito!) para permitir el ajuste máximo de P1 en toda la banda de OL sin entrar en oscilación.No debemos olvidar que un receptor de cua-dro es muy sensible a la orientación: el cua-dro debe estar horizontal y perpendicular a la dirección del emisor.
Este receptor, pensado para unos auricu-lares de paseo (conexión serie, 64 Ω), fun-ciona igualmente con los auriculares sumi-nistrados en los vuelos de largo recorrido (conexión serie, 600 Ω).El autor de este artículo vive en Francia, por tanto las emisoras a las que se refiere el artí-culo son con referencia a su lugar de residencia.
¡Buena escucha!(110721)
Lista de componentesResistencias:R1, R3 = 2,2 kΩR2 = 150 ΩP1 = 10 kΩ potenciómetro lineal P2 = 4,7 kΩ ajustable
Semiconductores:D1 = diodo de germanio (OA91, AA112, etc.)T1, T2 = BC547BT3 = BC557B
Varios:K1 = Jack estéreo de 3,5 mm
Especifi caciones principales:
• Dimensiones: 120 x 47 x 47 cm• Peso: 25 kg• Carga máxima: 90 kg• Motores: DC 2 x 200 W• Ruedas: PU, 14 cm de diámetro• Transmisión: correa dentada HDT• Velocidad máxima: 15km/h• Radio de acción: 8 km
El kit incluye de motores de tracción DC de 200 vatios, dos baterías AGM plomo-ácido de 12 V, cargador de batería, dos ruedas de Poliuretano de 14 cm, carcasa, palanca de control y placa de control con placa de sensores completamente montadas y comprobadas.
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código libre y además tiene un bonito aspecto.
En primera instancia el OSPV está pensado para el
desplazamiento de personas, pero... no hace falta que
siga siendo así. Podrías inventar otras aplicaciones que
varían desde una carretilla eléctrica hasta una útil ayuda
para las compras. Esta es la ventaja del código abierto.
Análisis de ondículasEn la plataforma PIC32 de MikroElektronika
Había demasiadas cosas para evaluar las todas, por lo que he limitado mi elección a los siguientes productos: el conjunto de herramientas mikroC PRO for PIC32 (v1.80), con compilador C, el IDEtor de enlaces, el depurador/simulador y el programador para PIC32, la placa de aplicación mikroMMB for PIC32 (v1.01), programador/depurador mikroProg y la herramienta de diseño grá-fico de Interfaz Hombre/Máquina (HIM) Visual TFT (v2.01). He encargado a un colega la elaboración de la placa de proto-tipado LV32MX, de la que os hablaremos, seguramente, en otro número.
El materialEl PIC32 de Microchip, con núcleo MK4 de MIPS, es menos conocido que sus homólogos con núcleo Cortex-M3 de ARM y, sin embargo, todos juegan en el mismo campo abarrotado de los microcontroladores de 32 bits (ver también el artículo “Super Arduino” en el número de noviembre de 2011 [1]). Este tipo de procesadores y sus placas de aplicación han llegado a ser tan potentes que su programación se aproxima, cada vez más, a la informática pura. Pronto el desarrollo de los programas se hará directa-mente sobre las propias placas, sin tener que recurrir a un ordenador asociado. La placa mikroMMB (85 € ó 99 $), es una pequeña placa de 8 x 6 cm en la que una cara está ocupada por un visualizador TFT táctil de 320 x 240 píxeles. En la otra cara se encuentra un procesador PIC32MX460F512L (80 MHz, 512 KB de memoria flash + 12 KB
de memoria flash de arranque, 32 KB de RAM, dispositivo OTG USB, 4x DMA, 2x SPI, 2x I²C, 16x CAD de 1 Mmuestra/s y de 10 bits, etc.), un codificador/descodificador (codec) de audio estéreo WM8731SEDS, un conector para la tarjeta microSD, una memoria flash serie de 8 Mbits M25P80, una alimentación y un puerto USB. Sobre los bordes largos de la placa encontramos tiras de 26 taladros que permiten el acceso directo a los puertos del micro. La mikroMMB es una versión más pequeña de la placa MMB for PIC32MX7 (Mul-
tiMIDEa Board, 125 €) sobre la que encontra-mos además un puerto Ethernet, un puerto USB cliente y algunos LEDs y pulsadores.
Visualizador TFTHe comenzado mi evaluación con la herra-mienta Visual TFT (80 €) para definir el Interfaz Hombre/Máquina de mi aplica-ción de prueba. Después de pensármelo un poco, he decidido limitarme a tres pantallas:
1. cinco ventanas de tamaños diferentes más 4 botones;
2. cuatro ventanas de tamaño idéntico y un botón;
3. una gran ventana con un botón.
Para dejarlo un poco más bonito, he aña-dido una pantalla con el logo de Elektor que se muestra únicamente en el arranque. Una vez que tenemos claras las ideas, las pantallas se diseñan rápidamente en Visual TFT (ver Figura 1), la herramienta es bas-
tante intuitiva, sobre todo si se tiene un mínimo de experiencia en Visual Basic o Visual Studio. El número de controles predefinidos se limita solamente a tres tipos de botones (rectangulares, redondos o rectangulares con esquinas redondeadas), una etiqueta y una imagen. También hay cuatro objetos gráficos: rectángulo, círculo o rectángulo con esquinas redondeadas y línea. No es demasiado, pero si que-remos hacer objetos más complicados tendremos que construirlos a partir de estos bloques de base. Es posible diseñar sobre varias capas
pero antes de comenzar, debemos saber que no existe en el código, sólo sirven para organizar el diseño.Cada objeto tiene gran cantidad de propie-dades modificables que permiten perso-nalizar dicho objeto. La mayor parte de los objetos aceptan eventos como “clic” o “pul-sación” (un”clic” es una pulsación corta), producidos por el motor del HIM que ges-tiona la pantalla táctil.
Clemens Valens (Elektor Francia)
MikroElektronika, el fabricante serbio de herramientas de desarrollo para microcontroladores, ofrece toda
una gama para desarrollos con PIC32: los compiladores C, PASCAL y BASIC, el depurador, el programador,
las placas de “prototipado” e incluso las placas de aplicación con visualizador de táctil en color. Una bonita
mañana descubrí todo esto apilado sobre mi mesa de despacho, con un “post-it” pegado de papá Noël que
decía: “diviértete”. ¡A veces, me encanta mi trabajo!
Figura 1. El Visualizador TFT permite realizar rápidamente un HIM no muy complicado. Aquí vemos un proyecto de cuatro pantallas diferentes.
Cuando hemos terminado de diseñar las pantallas, pulsaremos sobre el botón Gene-rate Code para producir automáticamente el código fuente para el HIM en C, PASCAL o BASIC, según nuestra elección. También es posible lanzar el compilador desde Visual TFT.El código producido y compilado funciona sin modificación, es decir, que la primera pantalla se muestra. Está claro, aún no podemos navegar en nuestra aplicación, teniendo en cuenta que aún no se han hecho las conexiones, aún que la inicializa-ción del circuito si está hecha. Además, tenemos la opción de incluir el ajuste de la pantalla táctil en el arranque de nues-tro programa, algo que se hace seleccionando la buena opción en Project Settings -> Advanced Settings -> Touch Panel -> Calibration.He encontrado la calidad del código C producido por Visual TFT algo decepcionante. Se define en una retahíla de varia-bles globales (¡una de ellas con el nombre de “i”!), Los fiche-ros H (hexadecimales) no están protegidos contra las inclusio-nes múltiples y la compilación produce un gran número de avisos del tipo Implicit conver-sion of int to ptr: ¡poco limpio todo esto! Pero el mayor inconveniente es la incapacidad de Visual TFT de tener en cuenta las modifica-ciones hechas directamente en el código fuente. En cuanto un programa evoluciona fuera de esta herramienta, la sincronización con el proyecto Visual TFT se quiere y, por lo tanto, lo mejor es no tocar.Terminemos este apartado con una calidad innegable de esta herramienta: es posible sepa-
rar los recursos gráficos del código fuente para almacenarlos en una memoria externa como una tarjeta SD. Así, podemos cambiar la apa-riencia del interfaz H/M sin tocar el programa.
mikroC PRODespués o desde Visual TFT, ejecutaremos el entorno de programación integrado (IDE) para C, PASCAL o BASIC, para pasar a ata-car la programación de la aplicación. Para este artículo, he realizado el código en C de mikroC PRO (240 €).
El IDE es es amigable, concebido con cui-dado e integra mucho más que un compila-dor, un IDEtor de licencias y un depurador. De hecho, para facilitar la vida del progra-mador de programas embebidos, muchas de sus herramientas forman parte del con-junto, como un terminal o un IDEtor de “bit-map” (mapas de bits). El IDEtor de progra-mación permite el plegado (o ocultación de cierta parte del texto para facilitar su com-
prensión general) subraya las variables no definidas (o mal escritas), intenta completar automáticamente nuestras “frases” y ofrece comentarios llamados “activos”. Esta fun-ción es interesante, ya que permite docu-mentar adecuadamente un proyecto inclu-yendo documentos como las hojas técnicas, dibujos o fotos. Un “clic” sobre el comenta-rio activo abre el fichero en cuestión o, con tan sólo colocar el puntero del ratón debajo del enlace, hace aparecer el dibujo corres-pondiente. Estos documentos están copia-
dos en el proyecto y, por lo tanto, podemos desplazar o modificar los origina-les sin que ello tenga nin-guna influencia sobre los comentarios activos.A pesar de esta aparien-cia cuidada, se nota que el IDE no es un verdadero IDE para C. Por ejem-plo, un nuevo fichero se llama Unit, como en PAS-CAL o Delphi (el IDE está escrito en Delphi) y los errores y avisos de com-pilación son, a veces, un poco extraños. En cambio, lo más molesto es la ges-tión de las librerías. En sus esfuerzos por simplificar
la programación, los diseñadores y desa-rrolladores de MikroElektronika han ido un poco más lejos de lo debido, suprimiendo la noción de librerías C estándar. Así, ¡el escri-bir #include <stdio.h> produce un error de compilación! En lugar de incluir una librería estándar, tenemos que marcar una casilla en el Library Manager (ver Figura 2). Es sencillo, es cierto, pero también es total-mente incompatible con todo el código C
Figura 2. Aquí tenemos el IDE mikroC PRO. A la derecha, el administrador de las librerías que sustituye a las librerías C estándar.
escrito desde siempre en toda la galaxia. Es imposible de precisar, MikroC PRO no es ANSI.Olvidándonos del lenguaje, el IDEtor no está maduro y presenta aún numerosos fallos. La ocultación del código no funciona del todo bien: después de la ocultación de una función, un doble “clic” sobre una palabra (para seleccionarla, por ejemplo), coloque el cursor en el lugar en el que se encontraba antes de la ocultación. La corrección auto-mática puede ser bastante estresante, sobre todo porque no es posible su anulación por la función undo. El cursor no vuelve al final de la línea cuando nos desplazamos por el código, a pesar de la desactivación de una opción bien escondida. Hay que buscar en: Tools -> Options -> IDEtor Settings ->, des-pués pulsamos sobre el botón Advanced IDEtor options ->, ahora pulsamos sobre la pestaña options -> maintain caret column. Si, lo he encontrado yo sólo. En mi orde-nador (con Windows XP, T4200 @ 2 GHz, 4 GB de RAM), el scroll (desplazamiento) de la barra vertical se muestra entrecortado, sobre todo cuando se hace rápido. El com-pletado automático reconoce las referencias de los elementos de la estructura por “dot” (puntos) (por ejemplo, élément.struc-ture), pero no por flechas (élément->structure). El subrayado de nombres no conocidos no reconoce las macros definidas en otro fichero. Y, seguro que ahí otros bugs (fallos) que aún no he encontrado. Claro que sí, ya he avisado a MikroElektro-nika de todos estos problemas y me han prometido que serán corregidos en las próximas versiones.El IDE también permite depurar el código sin necesitar ningún material suplementa-rio, lo que indica su potencia. De hecho, se trata de un simulador, pero también es posi-ble depurar el programa “in-situ”, es decir, directamente sobre la placa. La elección
del depurador se hace en la ventana Project Settings que no está obligatoriamente en la pantalla. Para hacerla aparecer, no tene-mos que pasar por la opción de menú Pro-ject, sino (¡o sorpresa!) por View. Elegiremos cómo depurar Software o mikroICD, y cómo Build Type Release o ICD Debug. Por defecto, el depurador parece trabajar en modo ensamblador. Podemos forzarlo a trabajar en modo C (menu Run o con las teclas Alt+D), pero en cuanto detenemos el depurador en plena ejecución, se vuelve al modo ensamblador si hemos tenido la mala suerte de interrumpirle en una función de una librería. Así pues, memoricen bien la combinación de teclas Alt+D, ya que las ten-dremos que usar muy a menudo. El simulador es, sobre todo, práctico para actualizar un algoritmo que no utilice un peri-férico físico, ya que el simulador es más sensi-ble que el depurador “in-situ”. Sin embargo, si nos encontramos con un problema físico, es mejor utilizar el depurador “in-situ” para estar seguros del Estado de los registros.
Programación por cargador de arranque (bootloader)Para cargar el programa en la memoria flash del procesador hay dos métodos disponibles: por cargador de arranque (bootloader) o por programador externo. La placa mikroMMB se suministra con un cargador de arranque ins-talado de origen, donde un pequeño autoad-hesivo sobre el visualizador nos informa de ello. Si nuestra placa no dispone de cargador de arranque, podemos cargarlo por nosotros mismos ya que está disponible gratuitamente en la página web de MikroElektronika. En el lado del ordenador, hay una pequeña herra-mienta gratuita que hay que ejecutar, deno-minada mikroBootloader (ver Figura 3).El cargador de arranque utiliza un puerto USB y se presenta como un periférico IHD, lo que tiene la ventaja de no necesitar la instalación
de un controlador para la placa, ya que Win-dows se ocupa de ello. La primera vez que conectamos la placa, Windows la detecta e instala el controlador. En mi ordenador esto no se ha realizado del todo correctamente, pero no ha sido grave. Desconectando y vol-viendo a conectar la placa, mikroBootloader termina por encontrarla, incluso si Windows pide un reinicio del ordenador (cosa que yo he rechazado). A continuación, el procIDE-miento es sencillo: primero lanzamos en el ordenador la herramienta mikroBootloader y después conectamos la placa o pulsamos sobre su botón de Reset. En cuanto el icono USB al lado de 1 Wait for USB link se pone en rojo, debemos pulsar sobre el botón2 Con-nect, justo debajo. Seguidamente, podemos elegir el fichero a cargar con el botón 3 y lan-zar la transferencia del fichero pulsando sobre el botón 4. La descarga es bastante rápida y se acaba con una ventana que nos indica que todo ha transcurrido correctamente. Pulsa-mos OK para terminar. Deberemos repetir todo este procIDEmiento cada vez que que-ramos actualizar nuestro programa interno.Si me conocéis un poco, ya habéis adivi-nado lo que aquí me molesta: en efecto, el número de “clics” a realizar es demasiado elevado. En pleno desarrollo de un pro-grama, estamos obligados a reprogramar el microprocesador a menudo con el mismo fichero (pero modificado, claro está), con lo que pasamos por numerosos ciclos de “reset – conectar - elegir fichero – cargar - OK”, algo que pronto se hace pesado. Para vuestra comodidad, y también para la mía, he sugerido a MikroElektronika el simplificar el procIDEmiento y me han prometido estu-diar mi petición. Tema a seguir…
Programación por programador externoEl programa cargador de arranque no per-mite la depuración del programa, por lo que
Figura 3. Si en el microcontrolador hay un cargador de arranque, el mikroBootloader permite cargar un nuevo ejecutable en un
tiempo récord.Figura 4. La herramienta mikroProg Suite permite programar el microcontrolador. Ofrece
muchas más opciones de programación que el cargador de arranque.
puede ser interesante utilizar el programa-dor/depurador mikroProg (85 €) en lugar del cargador de arranque. Este programa-dor, instalado en una bonita caja blanca, está soportado por la herramienta mikro-Prog Suite for PIC (v2.10, Figura 4) que per-mite igualmente modificar una gran canti-dad de parámetros que no están accesibles por mikroBootloader. Podemos utilizar esta herramienta de manera independiente o lanzarla directamente desde el IDE. Si pul-samos sobre el botón Build and Program, no tenemos nada que hacer.Para gran sorpresa mía, cargar mi ejecuta-ble en el microprocesador con la ayuda de mikroProg me ha llevado cinco veces más del tiempo que con el cargador de arranque (32 s en lugar de 6 s) y no he encontrado ninguna opción para acelerarlo. Además, por defecto, destruye cargador de arran-que, por lo que debemos pensar en activar la opción Boot FLASH Write Protect en mikro-Prog Suite si queremos guardar esta función. Evidentemente, es posible volver a progra-mar el cargador de arranque con mikro-Prog, pero entonces ese programa el que se destruye…El programador puede alimentar la placa mikroMMB, pero solamente bajo 3,3 V. En
ese caso, la placa funciona pero el visuali-zador no es demasiado luminoso, sino más bien casi negro. Para conseguir una buena luminosidad, debemos alimentar la placa por su puerto USB.
ConclusiónLa colección de herramientas para PIC32 de MikroElektronika es muy completa y comprende diversas placas de desarrollo, un entorno de desarrollo integrado (IDE), algunas herramientas software y un pro-gramador/depurador “in-situ” físico. El IDE contiene un compilador C, PASCAL o BASIC y un depurador/simulador. Todas estas herramientas están disponibles a precios totalmente asequibles y si ya dis-ponemos de una herramienta de desarro-llo de MikroElektronika, tenemos derecho a descuentos en la compra de algunas de las mismas.MikroElektronika tiene el mérito de hacer que el desarrollo para el PIC32 sea relati-vamente fácil y amigable. He conseguido hacer toda mi aplicación sin consultar una sóla vez la guía técnica del microcontrola-dor o del visualizador. Todas las imperfec-ciones de mi aplicación son, sobre todo, debidas a errores propios.
El fabricante me ha asegureado que las imperfecciones de sus productos serán objeto de una cuidadosa atención en sus próximas versiones. El IDEtor de mikroC PRO tiene mucho que ganar. Otras herra-mientas como Visual TFT o mikroBootloader llegarán a ser verdaderamente potentes y prácticas cuando se hayan beneficiado de los esfuerzos que se merecen. Estas herra-mientas aún no han alcanzado la calidad profesional, pero lo contrario sería ver-daderamente sorprendente, sobre todo teniendo en cuenta su precio que las sitúan fácilmente al alcance de cualquier aficio-nado motivado.
Señalar que los productos de MikroElektronika están diseñados únicamente para trabajar bajo Windows.
(110729)
Enlaces en Internet
[1] Super Arduino: www.elektor.es/110661
[2] Las ondículas: www.polyvalens.com
[3] El código fuente: www.elektor.es/110729
[4] MikroElektronika: www.mikroe.com
Hagamos algo originalPara evaluar correctamente un conjunto de herramientas, hay que ponerlo en funcionamiento seriamente y, por lo tanto, rea-lizar una verdadera aplicación. Con su entrada audio, la pantalla gráfica táctil, su potencia de cálculo y un acceso directo a memo-ria (DMA), la pequeña placa mikroMMB parece perfecta para realizar un pequeño osciloscopio, un analizador de espectros o, incluso los dos. Pero ¿a esto le falla un poco de originalidad, no es así? Por eso he decidido realizar un truco todavía nunca visto (en Elektor): un analizador en ondículas… y táctil, que es más (ver Figura 5).
¿Que son las ondículas?Antes de continuar, una pequeña advertencia: lo que sigue es un “resumen extremo” que hará fruncir las cejas probablemente a los matemáticos confirmados. Si formáis parte de ellos, os ruego me disculpéis, aquí sólo tengo unas pocas líneas a mi disposición…El lector fiel de Elektor ya ha oído seguramente hablar del análisis de Fourier de una señal. El análisis de Fourier permite descom-poner una señal en una serie (infinita) de señales sinusoidales de
Figura 5. Placa mikroMMB conectada a programador mikroProg. El visualizador muestra la segunda pantalla de la aplicación de prueba. Señalar que la placa esta conectada también al puerto
USB (izquierda) para obtener una luminosidad mejor.
frecuencia, fase y amplitud diferentes. Este análisis permite, entre otros, determinar el espectro de una señal.El análisis, que se llama también la Transformada de Fourier, se efectúa sobre la totalidad de la señal que, por lo tanto, hay que registrar primero, pero dicho análisis no permitirá decir en qué momento una cierta frecuencia ha estado presente. El análisis sólo permite afirmar que tal o tal frecuencias estaban presentes en la señal.Se han desarrollado varias técnicas para mejorar la resolución temporal del análisis de Fourier. El método más simple es el de cortar la señal en varios trozos y analizarlos uno por uno. Esto fun-ciona bastante bien, pero el recorte introduce errores. También, en su momento, diferentes técnicas de recorte que limitaban los daños salieron a la luz así, pero complican el análisis. En este caso hablamos de la Transformada de Fourier de Término Reducido.La razón profunda de la falta de resolución temporal del análisis de Fourier es la señal que está en la base de esta técnica: el seno. (El coseno es un seno con una diferencia de fase de 90 °). El seno tiene una duración infinita, no está limitado en el tiempo. Utili-zando otra señal de base que esté limitada en el tiempo, es posi-ble obtener un análisis con resolución temporal. Salida a escena de las ondículas.La “teoría de las ondículas”, la Transformada en ondículas continua (CWT), para ser más precisos, ha sido formulada hace solamente una treintena de años. Está muy próxima a la Transformada de Fourier de Término Reducido, donde reemplaza el seno “de Fou-rier” por otra función, la ondícula. Esta función no está definida de forma precisa, pero debe satisfacer un cierto número de criterios. Sería demasiado largo desarrollar aquí los fundamentos matemá-ticos que se esconden detrás de la Transformada de Ondículas, pero creedme, una función de este tipo se parece a una pequeña oscilación, una pequeña onda u ondícola.En lugar de variar la frecuencia del seno para barrer todo el espec-tro de la señal a analizar, como lo hacemos en el análisis de Fourier, las ondículas son transladadas y dilatadas para barrer el tiempo y el espectro de la señal a analizar. Para hacer esta explicación un poco más tangible, debemos comparar la señal con un IDEficio. La transformada de ondículas permite ahora descomponer este IDE-ficio en ladrillos de forma idéntica, pero diferentes tamaños. Esta forma de base es la ondícula, el tamaño del ladrillo corresponde a la dilatación y su posición en el IDEficio la translación.Para facilitar el cálculo rápido de la CWT por ordenador, los matemáticos han actualizado la Transformada de Ondículas dis-creta (DWT). Podemos demostrar, tarea que yo os ahorro, que esta transformación corresponde a pasar la señal a través de un banco de filtros con Q constante. Recordemos, el factor de calidad Q de un filtro es la relación entre la frecuencia central del filtro y su banda de paso. Piense, por ejemplo, en un ecualizador de audio donde la relación entre las frecuencias centrales de los ajustes es de una octava.La Figura 6 intenta resumir este principio gráficamente.Existen varios algoritmos para calcular la DWT, pero, en mi opi-
nión, uno de los más elegantes es el llamado Lifting (Estirado) (que no tiene nada para ver con la cirugía estética). Este algoritmo per-mite utilizar cualquier ondícula sin modificar el corazón del algo-ritmo de transformación y, además, reutilizar el mismo algoritmo para invertir la transformación.¿Encontráis todo esto un poco abstracto? Sabed que el estándar de compresión de imágenes JPEG2000 está basado en las ondí-culas y el algoritmo Lifting. Las ondículas son de una gran eficacia en compresión de datos.
La aplicación de prueba¡Ya está!, Ahora que tenemos una (vaga) idea de lo que es una ondícula, pasemos a la aplicación de tres pantallas que nos permi-tirá familiarizarnos un poco más con estas misteriosas funciones.
Signal
t
f
L4 L3 L2 L1
f
B 2B 4B
A
B
C
D
Figura 6. Transformada de ondículas discreta en una dimensión representada gráficamente. Las señales (con sus etiquetas). La señal y L1 a L4 son reproducidos sobre las pantallas de la
aplicación de prueba. A: la señal de entrada; B: el espectro de la señal de entrada; C: la transformada de ondículas discreta visualizada como banco de filtros iterativo; D: el espectro del
La primera pantalla muestra la señal de entrada y su descomposi-ción en ondículas sobre cuatro niveles (ver las Figuras 6 y 7). Tam-bién tenemos cuatro botones que permiten elegir entre cuatro ondículas diferentes. El título de la pantalla indica la ondícula uti-lizada. Cuando se pulsa sobre una de las ventanas, se pasa a otra ventana. Una pulsación sobre la ventana de Signal abre la tercera ventana en la que podemos examinar la señal de cerca. Pulsar una de las cuatro ventanas de más abajo, abre la segunda pantalla.Esta segunda pantalla muestra cuatro ventanas. La de arriba a la izquierda muestra la señal de entrada, la de abajo a la derecha muestra el contenido de la ventana que nos ha traído sobre esta ventana (también se indica en el título de la pantalla). Las venta-nas de la derecha muestran la ondícula (arriba) y su función de escala (abajo). Estos dos gráficos se obtienen al calcular la inversa de la transformación en ondículas de un impulso. Como todos hemos comprendido correctamente todo hasta aquí, es probable que hayamos adivinado que ¡se trata de las respuestas los impul-sos de los filtros L3 y L4 (o L1 o L2, ya que son idénticos) de la Figura 6! El tocar una de las cuatro ventanas permite estudiar la señal mostrada, más en detalle, sobre la tercera pantalla. El botón Back nos devuelve a la primera pantalla.Por último, la tercera pantalla muestra una única señal en un gran plano, cuyo nombre viene indicado en el título. El botón Back nos devuelve a la pantalla precedente.La señal de entrada es un registro de un electrocardiograma encontrado en Internet. Este tipo de señal a menudo se analiza con la ayuda de ondículas. Realizar una verdadera entrada ana-lógica para capturar sus propias señales, éste podría ser un bello ejercicio que reservamos a nuestros lectores.A través de los cuatro botones de la primera pantalla tenemos accesibles cuatro ondículas. En el código fuente encontraremos otras ondículas, principalmente las variantes de la familia Cohen – Daubechies – Feauveau (CDF). Es fácil de asociarlas a los botones, sólo tenemos que mirar cómo se hace en el fichero screen2.c. Las
cuatro ondículas que yo he elegido por defecto, muestran cla-ramente las variaciones posibles en las formas de las ondículas. Personalmente, me gusta la Daubechies-4 (D4) por su forma irregular. Hay que señalar que esta ondícula posee propiedades fractales.Como se ha indicado más arriba, el algoritmo para calcular la transformada de la ondícula está basado en la técnica Lifting. Aquí no dispongo de espacio para explicar a los lectores en deta-lle cómo funciona, pero podrán encontrar informaciones más ampliadas en [2]. La particularidad del Lifting es que si se ejecuta a la inversa, calcula la transformada de la ondícula invertida. Esto
permite verificar de manera muy sencilla la forma de la ondícula (ver más arriba). El algoritmo está implementado en el fichero flwt.c (Fast Lifting Wavelet Transform), mientras que las ondículas se encuentran en el fichero wavelets.c.El código fuente de la aplicación de prueba está disponible en [3].
Figura 7. La correspondencia entre las señales de la Figura 6 y las cinco ventanas de la primera pantalla (sin contar la pantalla de
bienvenida).
The European reference forPCB prototypes & small series
Monitor de frecuencia de Red Pequeñas fluctuaciones mostradas con LEDs
La frecuencia de la línea CA en Europa es, nominalmente de 50 Hz, en Estados Uni-dos y en otros países es de 60 Hz. Midiendo la desviación de la frecuencia de la ten-sión CA de este valor nominal, es posible hacerse una idea de lo fácil (o difícil) que es mantener el ritmo de demanda de energía en la red. Si la energía disponible supera la demanda la frecuencia aumentará, mientras que si la demanda supera la oferta de ener-
gía la frecuencia caerá. Normalmente estas desviaciones son de menos de 0,2 Hz (50 Hz ± 0,4%) y este rango es el que vamos a cubrir con nuestro instrumento.
Cuestión de equilibrioLa red tiene una capacidad muy limi-tada para almacenar energía eléctrica. Esto significa que, en la práctica, la oferta y la demanda de energía deben man-tenerse equilibradas con mucha preci-sión. Incluso desequilibrios entre oferta y demanda de cortos espacios de tiempo
pueden dar lugar a variaciones en la fre-cuencia y en la tensión de la línea de red CA. Por lo tanto, La red Nacional (o esta-tal) necesita un control exhaustivo para mantener la estabilidad de la frecuen-cia y la estabilidad de la tensión. [1]. La frecuencia de la red CA [2] está deter-minada por la velocidad de rotación de los generadores (síncronos) que la gene-ran. En la mayoría de los tipos de estacio-nes de energía la energía de control de los generadores sólo puede variar dentro de límites bastante estrechos, por lo que
cambios excesivos en la carga conducen directamente a variaciones en la veloci-dad de rotación y, por lo tanto, en la fre-cuencia de salida. Si la carga es demasiado alta, el generador se ralentiza y cae la fre-cuencia de salida, si la carga es demasiado baja, el generador se acelera y la frecuencia aumenta.
Milihercios, no megaherciosDía a día nos encontramos con equipos tales como ordenadores, dispositivos móviles y de RF que nos han acostumbrado a los términos megahercio (MHz) y gigahercio (GHz), pero en el área de tecnología de generación de energía se trata habitual-mente con el término milihercios (mHz). En el “área del sincronismo continental”, que incluye la mayor parte de la Europa conti-nental, la máxima desviación de frecuencia permitida, en circunstancias normales, es de ± 50 mHz (± 0,1% de 50 Hz); en el Reino Unido la red nacional opera normalmente dentro del margen de ± 200 mHz de la fre-cuencia nominal. (El “interconector” que une Francia y el Reino Unido utiliza DC). Todas las grandes centrales eléctricas inclu-yen equipos de control que, automática-
mente, tratan de estabilizar la frecuencia bajo condiciones de carga variables.Para casos de desviación de frecuencia importantes en la red nacional existen una serie de medidas a tomar en cada lugar. Se dispone de servicios de reserva con dife-rentes tiempos de respuesta para cubrir el déficit en la oferta ya que, de lo contrario, daría lugar a caídas inaceptables de la fre-cuencia. Además muchas unidades gene-radoras, incluidas las turbinas de viento, se han diseñado para desconectarse completa-mente ellas mismas de la red nacional, por razones de seguridad, si la frecuencia cae demasiado bajo. Las razones para que esto se produzca serían los picos imprevistos de demanda o el fallo de una unidad genera-dora o de un interconector. Si los servicios de reserva no son suficientes, es posible hacer caer ligeramente la tensión de la red CA para reducir la demanda de energía y, como último recurso, comenzar a desco-nectar a los clientes de la red de distribu-ción para que el resto de la red pueda seguir funcionando lo mejor que pueda.
ApagonesLa Red Nacional (o estatal) es una red mucho más dinámica y compleja de lo que pueda parecer a primera vista. Un fallo grave o la pérdida de una línea de transmi-sión principal pueden desembocar, si las cir-cunstancias se presentan, en una reacción en cadena que eche abajo una parte impor-tante de un país o de un estado. Los infor-mes sobre apagones han generado una lec-tura fascinante y ofrecen una buena idea de la complejidad de los sistemas. El esfuerzo de ingeniería y los detalles tecnológicos que se requieren en la prestación de un suminis-tro fiable de tensión de alimentación CA es asombroso.
Todos los enchufes son igualesTodos los generadores e inversores conec-tados a la red nacional operan de forma sín-crona con los demás. Esto significa que la frecuencia medida en cualquier punto de la red será la misma: en cualquier parte del país, en cualquier toma de corriente de cualquier casa se puede utilizar para realizar medicio-
Características• Rango del visualizador: 49.8 Hz a 50.2 Hz (50 Hz según versión firmware)
• Rango del visualizador: 59.8 Hz a 60.2 Hz (60 Hz según versión firmware)
• Precisión: ±0.025 Hz• Presentación de lectura por LED con 11 LEDs
• No se requiere calibración• Sin componentes SMD• Baja cantidad de componentes• Válido para funcionamiento con 230 V
y 115 V
LED6
LED7
LED9
LED10
LED11
LED8
LED5
LED4
LED3
LED2
LED1
R1
470R
R2
10k
X1
12MHz
C3
56p
C2
56p
C6
10u
C1
100n
C5
10u16V 16V
110461 - 11
49,950 Hz
49,900 Hz
49,925Hz
50,000 Hz
49,975 Hz
50,025 Hz
50,050 Hz
50,075 Hz
50,100 Hz
AT89C2051P
P3.2(INT0)P3.3(INT1)
P1.0(AIN0)P1.1(AIN1)
P3.0(RXD)P3.1(TXD)
P3.4(T0)P3.5(T1)RST/VPP
XTAL1 XTAL2
IC1
P1.2P1.3P1.4P1.5P1.6P1.7
P3.7
GND
VCC20
10
1213141516171819
11
5 4
23
1
67
89
49,800 Hz
50,200 Hz
LM2936Z.5.0IC2
C44
5
3 6
2 7
1
8
PRI SEC
100u25V
TR1D2
1N4007
D1
1N4007R3
10k
J2
J1
J3
K1230V115V
230V
115V
115V
Figura 1. El medidor de frecuencia de red CA está formado por apenas una fuente de alimentación, un microcontrolador y unos pocos LEDs.
nes. Aunque la fase y la tensión puedan ser diferentes entre conectores en Ávila y Sego-via, las frecuencias serán idénticas. Lo mismo puede decirse de dos tomas de corriente cua-lesquiera, dentro del área síncrona del conti-nente europeo, pero esta área no está sincro-nizada con el Reino Unido.
PresentaciónEntonces, el problema es medir y mostrar las pequeñas desviaciones de la frecuen-cia, en el rango de los milihercios. Teórica-mente, es posible medir la frecuencia de la corriente alterna (CA) de la red con el ade-cuado multímetro o frecuencímetro. Sin embargo, en el caso de usar equipos más económicos en cualquier rango, los dígitos en los que estamos interesados están más allá del borde derecho de la pantalla. Los equipos profesionales, capaces de llegar a una mayor precisión, presentan etiquetas con precios de tres cifras.
El circuito que describimos aquí, muestra el valor instantáneo de la frecuencia entre 49,8 Hz y 50,2 Hz, utilizando una fila de diodos LED. La unidad electrónica es un sustituto del medidor de frecuencia de vibración mecá-nica, pero con una resolución cien veces mejor y por una centésima de su precio.
El circuitoComo es habitual en estos días, el circuito (ver Figura 1) consta principalmente de un microcontrolador. En este caso utilizamos el conocido Atmel AT89C2051 para llevar a cabo la medición de la frecuencia y con-trolar los once diodos LED. El programa interno del microcontrolador se compila utilizando BASCOM y existen dos versiones disponibles: una diseñada para operar a 50 Hz y otra a 60 Hz.Además, en lo que se refiere a la línea de CA, el circuito ha sido diseñado para su uso, ya sea en 230 V/50 Hz o en 115 V/60 Hz. Para
ello, utilizamos un transformador pequeño de tensión (0,5VA) con dos bobinados pri-marios de 115 V. El puente J2 pone los dos bobinados en serie para operar a 230 V y, J1 y J3, los colocan en paralelo para traba-jar a 115 V. Disponer de dos arrollamientos secundarios de 6 V significa que podemos fabricar un rectificador de onda completa con sólo dos diodos (D1 y D2). La toma cen-tral de los dos bobinados forma el punto de masa. El regulador de tensión, IC2, propor-ciona la alimentación de 5 V para el micro-controlador (IC1). El microcontrolador tam-bién recibe la señal de 6 VAC desde uno de los bobinados secundarios del transforma-dor, en el puerto P3.2 (terminal 6), a través de la resistencia R3, la cual se utiliza para medir la frecuencia de tensión CA de la red. Junto con los diodos de protección internos del terminal del puerto, esta resistencia de 10 kΩ limita la corriente que entra o sale del terminal a menos de 1 mA. Según Atmel, esto es fiable, además de un método sen-cillo de obtener una onda cuadrada a partir de una tensión alterna: véase [3].El microcontrolador obtiene su reloj del cris-tal de 12 MHz, mientras que R2 y C6 propor-cionan un pulso de “reset” (“reinicio”). Los terminales de los puertos P1.0 a P1.7, P3.4, P3.5 y P3.7, controlan directamente los dio-dos LED. Como sólo se ilumina un LED cada vez, es suficiente con usar una única resis-tencia serie limitadora de corriente (R1). La intensidad de luz de los LED se modificar cambiando el valor de esta resistencia.Por supuesto, podemos utilizar cualquier color de diodo LED que más nos guste. Para mayor claridad, hemos montado nuestro pro-totipo como se muestra en el diagrama del cir-cuito: un diodo LED verde para el valor nomi-nal exacto de 50 Hz, el color amarillo para las desviaciones de hasta ± 0,2 Hz y el rojo en los extremos del rango de medida. La escala utili-zada para la presentación incluye un efecto de aumento: la resolución para los nueve indica-dores LED más internos (colores verde y ama-rillo) es de 0,025 Hz, mientras que el incre-mento de frecuencia para la pareja de LED rojos más exterior, es de 0,1 Hz (ver Tabla 1).
El programaCuando se enciende el equipo, cada LED se encienden brevemente: esto proporciona una rápida comprobación de que el micro-
Lista de componentesResistenciasR1 = 470ΩR2,R3 = 10kΩ
CondensadoresC1 = 100nF MKT, separación entre terminales
de 5mm C2,C3 = 56pF cerámico, separación entre ter-
minales de 2,5mm C4 = 100µF 25V, radial, separación entre ter-
minales de 2,5mm C5,C6 = 10µF 16V, radial, separación entre
controlador está funcionando correcta-mente y que todos los diodos se encienden. A continuación, el programa interno entra en la rutina de medida.El microcontrolador realiza la medida de la frecuencia midiendo el intervalo de tiempo entre flancos descendentes sucesivos de la entrada INT0. A la frecuencia nominal de 50 Hz, este período es, exactamente, de 20.000 µs. Con una frecuencia de cristal de 12 MHz y haciendo la lectura del temporiza-dor “al vuelo” (“on the fly”), podemos obte-ner una resolución del periodo de ± 1 ms, que se corresponde con 2,5 mHz a 50 Hz.Para evitar el efecto de posibles interferen-cias en la entrada de línea de alimentación CA, se utilizan dos filtros implementados en el programa. Las lecturas de frecuencia de menos de 45 Hz o de más de 55 Hz son ignoradas y, además, se hace una media sobre 50 lecturas consecutivas. Esta aproxi-mación elimina prácticamente los errores debidos a la inestabilidad (“jitter”).La presentación de la medida en los LED se actualiza una vez por segundo y emite un breve pulso en el terminal del puerto P3.3 cada vez que se actualiza la presentación. Si lo deseamos, también podemos conectar un LED a este terminal: parpadeará una vez cada 50 lecturas, es decir, una vez por segundo.
Montaje y pruebasLa placa de circuito impreso, con el plano de montaje de los componentes, que se muestra en la Figura 2, está libre, tanto de componen-tes SMD (¡hurra!) como de ajustes (aplausos por ello). Además, el coste total de compo-nentes se ha mantenido bajo. Para simplificar las cosas, el microcontrolador se encuentra disponible en la tienda de Elektor como un dispositivo ya programado. Lo mejor es usar un zócalo de CI para el microcontrolador y probar primero el circuito sin este dispositivo instalado. Por supuesto, es fundamental tener vigilar la correcta polaridad en el montaje de los diodos y los condensadores electrolíticos. El uso de un transformador de montaje en la placa, hace que el cableado de alimentación CA sea muy simple.Antes de aplicar tensión al circuito hay que revisar cuidadosamente los errores. Tam-bién debemos comprobar las posiciones de los puentes: para trabajar a 115 V, montar J1 y J3, pero no J2 (para evitar cortocircui-
tos) y, para trabajar a 230 V, montaremos sólo J2. Cuando se utiliza el circuito con una entrada de 115 V/60 Hz, también es nece-sario programar el microcontrolador con la versión “firmware” de 60 Hz. Cuando todo esto se ha comprobado, pode-mos encender el equipo. Dado que las ten-siones de línea CA están presentes en la entrada a la placa, ésta sólo debe ser mani-pulada por un técnico cualificado.Con tensión CA aplicada a la placa, en los extremos del condensador C4 nos debe apa-recer una tensión DC de unos 8,5 V, mientras que la tensión a través de C5 estaría cerca de 5 V. Suponiendo que éste sea el caso, desco-nectamos el circuito de la tensión CA y mon-tamos el microcontrolador (programado). Al aplicar de nuevo tensión, los LEDs deben encenderse brevemente y el LED central (verde) debe encenderse, lo que indica que la frecuencia de tensión CA es de 50 Hz (o 60 Hz en el caso de la versión “firmware” de 60 Hz).Si todo parece funcionar correctamente, el equipo se puede montar en una caja de plás-tico completamente aislada, con un conector de red CA moldeado, como los que se utili-zan para conectar fuentes de alimentación. Debe ser imposible tocar cualquier parte del circuito desde el exterior. El resultado es un dispositivo que sea eléctricamente seguro y fácil de usar al mismo tiempo: basta con conectarlo en la toma de tensión CA y obser-var la lectura en los diodos LEDs.
El equipo en funcionamientoEn situaciones normales, observaremos que la frecuencia de la tensión de la red se man-tiene muy estable, desviándose de su valor nominal sólo unos pocas decenas de mili-hercios. Así, el diodo LED verde se encen-derá durante mucho tiempo. En general, se observarán algunas fluctuaciones regu-lares, que se suelen repetir cada mañana y cada tarde. A medida que se incrementa la proporción de energía generada a partir de fuentes dependientes del tiempo climá-tico como el sol y el viento, se espera que el imprevisible defecto o exceso de suminis-tro se produzca con más frecuencia. Esto, a su vez, dará lugar a mayores fluctuaciones.Un caso aparte interesante, ha sido el de Alemania donde, hasta hace poco, las ins-talaciones de paneles solares se aprovecha-ban de que una red con tarifas “feed-in”
(tarifas de introducción de energía reno-vable a la red eléctrica) tenía que estar diseñada para desconectarse ella misma si se detectaba que la frecuencia de la red estaba por encima de un umbral determi-nado. Esto dio lugar al llamado ‘problema de los 50,2 Hz”[4]: sale el sol, varios giga-vatios de energía solar se vierten a la red, la frecuencia se eleva... y. de repente, ¡todos esos gigavatios de energía se desconectan (ellos mismos) de la red al mismo tiempo! Los servicios de seguridad no pueden hacer frente a una pérdida tan grande y súbita de generación de energía y, por lo tanto, la frecuencia cae bruscamente. Las instala-ciones solares observan esta caída, vuelven a conectarse ellas mismas (por lo general casi al mismo tiempo) y el ciclo se repite. El problema se está resolviendo asignando al azar los umbrales de frecuencia para estos generadores de energía, con un cambio más lento para que las estaciones de reduzcan sus aportaciones de energía de forma más lenta, a medida que aumenta la frecuencia.Es posible adivinar el grado de fluctuación de la carga en la red mediante la observación de los cambios en la frecuencia. También se puede llegar a observar las caídas repenti-nas en el suministro de energía, por ejemplo, cuando se detecte un fallo en una estación de energía con su conexión a la red. En [5] podemos encontrar los gráficos en tiempo real de la demanda de energía, junto con información sobre la transferencia de energía en los interconectores entre Irlanda del Norte y Gran Bretaña, entre Francia y Gran Bretaña, y (debido a su finalización a finales de 2011) entre Holanda y Gran Bretaña. También hay un gráfico de frecuencias en tiempo real dis-ponible, con el que podemos comparar los resultados de nuestro medidor.
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Enlaces en Internet[1] http://en.wikipedia.org/wiki/
En la música siempre queremos tener bajo control, por un lado, que la señal útil sea lo suficientemente independiente del ruido, y por otro, evitar los casos críticos de satura-ción, ya que pueden conducir a distorsiones inadmisibles en la señal. En el rock rara vez nos percataremos de las saturaciones en las partes de mayor volumen, pero en las par-tes cantadas (y sin haber sido tratadas elec-trónicamente) o en las de instrumentos de viento, como por ejemplo un oboe, las dis-torsiones pueden distinguirse rápidamente. Para lograr la mejor armonía entre estos dos factores se utiliza un vúmetro, el cual ayuda a mantener el nivel dentro de los límites, tanto inferior (el del ruido) como superior (el de saturación). Un vúmetro es un instru-mento indicador para el nivel de una señal de audio, que generalmente mide el valor de pico, pero muchas veces también el nivel efectivo de la señal. En ambos casos nece-sita un rectificador, un conversor de nivel y una unidad para representar los valores.Como indicador antiguamente se utiliza-ban dispositivos de puntero, conocidos en el entorno profesional como instrumentos de aguja, pero hoy en día para representar nos servimos de displays LED, de plasma
o fluorescentes, así como LCDs. Lo que se busca en estos indicadores es simular un comportamiento inercial mediante el tra-tamiento (digital) de señales. Optamos por un display doble con dos barras de 40 LEDs en configuración básica, ya que por un lado se trata de un componente asequi-ble y fácil de conseguir, y por otro, puede ampliarse el número de LEDs y por lo tanto la longitud de las barras. En este proyecto están divididos por niveles, según tenga-mos 40, 80 o incluso 120 LEDs por barra. Aunque estas cifras parezcan muy grandes a primera vista, en un entorno profesional se requieren al menos 100 elementos por barra. Para este indicador se utiliza una tar-jeta independiente.Los vúmetros se especifican dependiendo del tipo de rectificación, la resolución del elemento indicador y las llamadas caracte-rísticas balísticas del indicador. En los EEUU se les llama VU meters, mientras que en los países europeos se les conoce como peak programme meter (medidor de pico). Las unidades del display varían según los már-genes de la escala y los rangos de funcio-namiento y saturación (modulation range y headroom). En cuanto a las características balísticas se especifica la respuesta tempo-ral (inercia mecánica simulada), el tiempo de ataque (o attack time) o bien el integration
time para determinar el comportamiento de éste, así como el tiempo de caída (fallback time), release time o decay time, para cuanti-ficar la vuelta a la posición original. En resu-midas cuentas, un vúmetro consiste en un rectificador balístico, un conversor de nivel y una unidad para representar los valores. En nuestro vúmetro, esto también es así. Principalmente hemos de diferenciar las características balísticas entre las técnicas de sonido analógicas y las digitales. Cuando grabamos digitalmente, la saturación ha de evitarse en mayor medida que si trabajáse-mos con medios analógicos. Lo ideal es que el tratamiento de señales pueda parametri-zarse de una forma sencilla, y ese siempre ha sido nuestro objetivo en este proyecto.En este artículo presentamos primero el tratamiento de señal necesario y seguida-mente el programa DSP necesario. Después pasaremos a explicar el método para conec-tar el circuito del display auxiliar.
Tratamiento de la señal para el vúmetro digitalEl tratamiento digital en nuestro vúmetro puede dividirse en los cuatro bloques de la figura 1:
• Rectificador de picos con unidad temporal (rectificador balístico)
Alexander Potchinkov (Alemania)
Para las grabaciones profesionales de audio, dentro del conjunto técnico
necesario se hace imprescindible un medidor de modulación. Hemos de tener en
cuenta las limitaciones dinámicas de los componentes electroacústicos e intentar
conseguir siempre la menor distorsión posible. De modo que hemos de mantener al margen tanto el ruido
como la saturación (clipping). En este artículo presentamos un vúmetro digital, que consiste en un display
LED separado que se conecta con la tarjeta DSP de este curso.
• Cálculo de nivel• Cuantificación del nivel y escalado
• Decodificador LED
Un rectificador de picos por tiempo es la combinación entre un rectificador con un retenedor, con tiempos de ascenso y caída ajustables. Ya que nuestro rectificador de picos digital es una adaptación directa de un rectificador analógico, consideremos primero el sistema analógico de la figura 2. El circuito consta de dos áreas operativas: el incremento con UE>UA, en el cual el con-densador C se carga según la constante de tiempo t1=CR1R2/(R1+R2), y el decremento UE<UA, en el cual éste se descarga según t2=CR2. La constante de tiempo t2 establece el tiempo de caída, mientras que t1< t2 fija el de ascenso. Ambas constantes de tiempo pueden especificarse como parámetro. La constante de tiempo t2 dada en C sólo depende de R2. La constante t1 depende tanto de R1 como de R2. Para constantes de tiempo y capacidad del condensador dadas previamente, primero hemos de calcular R2 y finalmente R1. La relación entre ambas resistencias en t1 resulta difícil de ajustar de forma analógica, y ha de hacerse mediante dos potenciómetros. En un sistema digital este problema no nos afecta.
La figura 3 muestra el tratamiento digital de la señal en el rectificador de picos con unidad temporal. El bloque abs(.) consiste en un rectificador de doble onda. Las mag-nitudes a y b especifican la característica temporal. El bloque max(0,.) separa entre estado de ascenso o caída, y por el cual sólo puede pasar una señal en estado de ascenso. En un sistema analógico esto ocu-rre cuando el diodo funciona en conduc-ción directa. Cuando la señal de entrada se bloquea, o sea, en el estado de caída, se almacena la señal de salida en la memoria del bloque z-1 y b determina la constante de tiempo actual.Mediante el cálculo de nivel determina-mos el valor en decibelios de la señal rec-tificada. Si hablamos con propiedad, en el tratamiento digital de señales serían valo-res de nivel en dBFS (Decibel Full Scale), que se refieren a la cifra digital más grande representada, en nuestro caso el valor 1. De modo que se ordena según: valor de la señal 0,1, nivel –20 dB y valor de la señal 0,05, nivel –26 dB. Para establecer la rela-ción entre Full Scale y el rango de tensiones de entrada de un ADC, hemos de conocer los datos de dicho ADC. Lamentablemente,
a menudo no tenemos información pre-cisa, y tenemos que conocer la ganancia del amplificador de entrada de forma exacta. En tal caso tiene más sentido alimentar con una señal de nivel estándar conocido (por ejemplo 0 dBm = 0,775 V) y utilizar en el programa DSP un factor de escala, con el cual corregir el valor representado. Tam-bién podemos incluso establecer un ciclo de calibración, sirviéndonos de un políme-tro de alta calidad. En este procedimiento no debemos perder de vista la relación entre el valor de pico y el eficaz. Una señal sinus-oidal con amplitud de 1 V tiene un valor de pico de 1 V y un valor eficaz de 0,7071 V, lo cual puede corresponder a dos niveles, de 0 y –3 dB. Como vemos, todo depende de nuestra interpretación de los decibelios, antes que nada para las señales analógicas.En el cálculo del nivel disponemos de un margen de –110 dB a 0 dB con señales digi-tales. El margen con señales analógicas es menor, debido al ruido en el ADC y asciende a unos 90 dB. Para la representación de este margen de niveles utilizamos un rango par-cial. En este proyecto hemos estipulado las subdivisiones de –39 a 0 dB y de –78 a 0 dB. En cualquier momento puede determinarse
Rectificador dePicos con
Unidad TemporalCálculo de Nivel Cuantificación de
Nivel y Escalado Decodificador LED
UE UA
R1
R2C
D
abs(.)-
max(0,.)+ x + +
x
z-1
α
β
-x
(α+β)/α
Figura 1. Bloques del tratamiento de la señal en el vúmetro digital.
Figura 2. Rectificador de picos analógico con unidad temporal.
Figura 3. Rectificador de picos digital con unidad temporal.
otra subdivisión seleccionando las constan-tes adecuadas en el programa DSP. En estas subdivisiones se ajusta el rango de la repre-sentación, es decir, se cuantifica el número de LEDs a utilizar de las barras, en el primer caso los 40 LEDs en saltos de 1 dB y en el segundo en saltos de 2 dB. Ambas opera-ciones se llevan a cabo en el tercer bloque, “cuantificación del nivel y escalado”.Además, los valores cuantificados se codifi-can para la unidad del display, que no tiene porque trabajar siempre con series de LEDs, sino también a lo mejor con un “surtido de bits “. Esta se trata de la primera tarea del bloque cuatro en la figura 1.En el bucle de audio finalmente ha de defi-nirse con qué reloj van a escribirse los datos en la unidad del display. En este caso lo más fácil es seleccionar un múltiplo entero del reloj de audio, ya que éste se lo vamos a uti-lizar de todas formas. En principio también podríamos utilizar el sistema de timer del
DSP, que resulta especialmente eficiente. Sin embargo, en este caso puede resultar algo complicado.
Subprogramas en el bucle de audioEn la figura 4 se representan las subruti-nas en el bucle de audio, sus parámetros y sus señales. En el bucle de audio se ejecu-tan cuatro subprogramas, y cada una sólo requiere dos parámetros.La subrutina PeakValueRectifier forma el rectificador de picos con unidad temporal para dos canales. Lee las señales InL/R y genera consecuentemente RectifiedL/R. Al inicio de la subrutina se corrigen los fac-tores de ganancia dependientes de ambas constantes de tiempo del rectificador y se calcula el valor absoluto de la señal, el cual corresponde a una rectificación de doble onda. La corrección en la ganancia necesita un factor entre 1 y 2 y posteriormente se
implementa mediante una instrucción mac. Finalmente se separa entre ambos estados, de ascenso y caída mediante una instruc-ción condicional. La condición en esta pre-gunta es tener un valor negativo de la señal diferencial a la salida del primer sumador (aquí utilizado como restador). En tal caso, los resultados del programa corresponden a los estados de ascenso y caída, o sea, a la carga y descarga del “condensador digital”. Mediante los parámetros Alpha y Beta (a y b) se ajustan las constantes de tiempo. El parámetro AlphaBeta se calcula a par-tir de las cantidades a y b, y se utiliza como corrección de la ganancia. La figura 5 mues-tra la señal de salida del rectificador de pico para una “ráfaga” sinusoidal. La duración de la “ráfaga” es demasiado corta como para controlar el rectificador de pico completa-mente. Los parámetros de la subrutina se especifican en la tabla 1.El subprograma LogConverter calcula el nivel escalado de la señal rectificada. Se encarga de leer las señales RectifiedL/R y generar LevelL/R, las cuales represen-tan los valores de nivel. El rango de nive-les con un tratamiento de señal de 24 bits está entre –138 y 0 dB y en el rango de valores del DSP corresponde a una escala de [-1,0]. Aproximamos la función loga-rítmica en base 2 al igual que la sinusoi-dal del artículo anterior, mediante una serie polinómica en el intervalo [0.5,1]. El cálculo del margen numérico del DSP se hace gracias a una operación en coma flo-tante, que el DSP lleva a cabo mediante las instrucciones clb y normf. La subru-tina puede utilizarse para un rango diná-mico de -110 a 0 dB. Si queremos cubrir un área mayor, debemos implementar una amplificación de la señal que en la aritmé-tica en coma flotante sólo corresponde a unas pocas líneas más en ensamblador. El
SubroutinePeakValueRectifier
SubroutineLogConverter
SubroutineLogMapper
SubroutineDecoder
RectifiedLRectifiedR
LevelLLevelR
LedLLedR
ByteBuff[0..4]
InLInR
AlphaBeta
AlphaBeta
Scale
Figura 4. Subrutinas y señales en el bucle de audio.
Tabla 1. Parámetros de las subrutinas para el rectificador de picos.
Parámetros fraccionarios del programa DSP y sus valores por defecto
Parámetros y valores por defecto
Parámetros del programa DSP
Cálculo de los parámetros del programa DSP
Valores por defecto de los parámetros del programa DSP
subprograma LogConverter no nece-sita ningún parámetro.La subrutina LogMapper calcula el valor escalado en decibelios del subprograma LogConverter para la representación en los LEDs. Lee las señales LevelL/R y genera LedL/R. Mediante los parámetros scale de la tabla 2 se puede cambiar entre las dos escalas. Para el subprograma Log-Mapper ha de definirse el número de LEDs por barra y el rango dinámico para la repre-sentación. Damos por hecho que la “distan-cia de nivel” entre cada uno de los LEDs es siempre la misma. Mediante los valores de parámetro dBScale40 y dBScale80 fija-mos una escala de 40 dB con distancia de 1 dB entre cada 2 LEDs y una escala de 80 dB para el doble de distancia. El subprograma lee el valor del nivel y obtiene dos bytes den-tro del rango de $000000 a $000028, que corresponde con los LEDs iluminados en ese momento. Puede encontrar una descripción más precisa sobre esta rutina de cálculo en la sección Cálculo del número de LEDs activos mediante los valores de nivel escalados.También podemos retocar una escala deter-minada, por ejemplo mediante una especie de zoom por nivel. De esta manera puede representarse el área importante de -19 a 0 dB con 20 LEDs y una distancia de 1 dB y el área de menos importancia, de –77 a –20 dB con otros 20 LEDs, pero con una dis-tancia de 3 dB.El subprograma Decoder se encarga de informar al display LED y recibe las señales LedL/R. La señal de salida ByteBuff no se parece a otras señales utilizadas, ya que en lugar de servir para un periférico de 24 bits, es para uno de N-veces 16 bits, 80 bits para barras de 40 LEDs y 160 bits para barras de 80 LEDs. Para controlar displays dobles de 40 LEDs tendremos que duplicar periódi-camente los 80 bits en serie vía SPI del DSP para el circuito del display. Los 80 bits se separan en 5 registros de desplazamiento de 16 bits. Debido a las relativamente altas corrientes de LED, para simplificar la tarjeta a su vez se han dividido los registros de des-plazamiento en mitades de 8 bits para los canales izquierdo y derecho. La implemen-tación de la subrutina LogMapper hace que dispongamos de cinco words de 16 bits para la transmisión vía SPI en el programa Decoder. En este subprograma “tras darle
el formato adecuado” también se pueden ampliar a 160 o 240 bits sin necesidad de parámetros. La localización de los datos en el array ByteBuff para barras de 40 LEDs se ha representado en la tabla 3.
Programa DSP e ideas para ampliacionesLa tabla 4 lista los componentes de soft-ware para este proyecto (descarga gra-tuita en www.elektor.es/110391). Junto a los mismos archivos necesarios en otros proyectos y programas de test, se requiere PeakLvm.asm, el programa principal, y el archivo LogCoef.tab, en el cual se inclu-yen los coeficientes polinómicos para la fun-ción logarítmica. Para terminar, esta sec-ción faltan todavía algunos consejos para posibles ampliaciones del proyecto. Una de las que más urge es su expansión con un segundo o incluso un tercer display. Para ello ha de ampliarse el subprograma Deco-der e incrementar la cantidad de datos a transmitir. En tal caso, en lugar de utilizar un rectificador de picos, utilizaremos un recti-ficador de valor eficaz. Podemos pulirlo si aplicamos la balística para señales rectan-gulares. También puede utilizarse un recti-ficador de picos o de valor eficaz en combi-nación con un display de barras y del valor instantáneo, para mostrar ambos valores
al mismo tiempo. Si utilizamos un filtro del tipo A en el tratamiento de la señal antes del rectificador, podremos medir el volumen. Por ejemplo, en Wikipedia pueden consul-tarse las indicaciones para implementar fil-tros de este tipo.
Refrescar la representación y la transferencia de datos de la tarjeta DSP para la unidad del displayEn el bucle de audio se ejecuta un contador de módulo N (sample counter) utilizando el registro R7 de la AGU del DSP, dadas sus capacidades aritméticas. Siempre que la cuenta de éste se hace cero, el programa DSP escribe los 80 bits en el display LED de dos barras. La tasa de refresco se cal-cula mediante la frecuencia de muestreo fT=48kHz, según f=fT/N. Hemos fijado N a 192 fpara una tasa de refresco de 4 ms.La transferencia de datos se lleva a cabo en el bloque de transmisión. Si configuramos por ejemplo el SPI con un reloj de 1 MHz, para transmitir 80 bits necesitaremos 80 µs. A una frecuencia de muestreo de 48 kHz la duración de esta transmisión ocupa cuatro intervalos. Los valores de audio que lleguen durante este periodo son leídos de nuevo por el registro del puerto, pero no son pro-cesados por el programa del DSP. Este pro-
Tabla 2. Parámetro Scale en la subrutina LogMapper.
ParámetroRango de valores
Tipo de datoTamaño del word
Posición
Scale [0,1] Entero 24Justificado a la derecha
Tabla 3. Localización de los datos en el array ByteBuff, para una barra de 40 LEDs
Direcciones en la RAM del DSP
Bits 23 a 16 Bits 15 a 8 Bits 7 a 0
ByteBuff L, LEDs 39 a 32 R, LEDs 39 a 32 Sin utilizar
ByteBuff+1 L, LEDs 31 a 24 R, LEDs 31 a 24 Sin utilizar
ByteBuff+2 L, LEDs 23 a 16 R, LEDs 23 a 16 Sin utilizar
ByteBuff+3 L, LEDs 15 a 8 R, LEDs 15 a 8 Sin utilizar
ByteBuff+4 L, LEDs 7 a 0 R, LEDs 7 a 0 Sin utilizar
Tabla 4. Archivos de programa del medidor de picos digital.
PeakLvm.asm Programa principal
LogCoef.tab Coeficientes polinómicos para el logaritmo
src4392.tab Serie de bytes para programar el SRCs
ivt.asm Entradas en la tabla de vectores de interrupción, “audio interrupts”
esai4r2t.asm Audio-ISR, 4 canales de entrada, 2 canales de salida
Mioequ.asm Aclaraciones sobre las direcciones IO del DSP
ceso no resulta problemático, especial-mente si trabajamos con señales analógi-cas. Pero al trabajar con señales digitales sin embargo, han de obtenerse con precisión los valores de pico y/o controlar más de 40 LEDs por cada barra del display, la cosa cam-bia. Hemos de elevar la tasa de transferencia del SPI a 10, 20 o incluso más Mbit/s, tanto como lo permita el propio diseño eléctrico. Otra estrategia consiste en no servirnos de un bloque de transmisión, sino por ejemplo transferir words de 16 bits en intervalos de tiempo definidos. En este caso los relojes del audio y del SPI son independientes entre sí. Ya que de todas formas se utiliza un conta-dor de muestras de módulo N, este modo de transmisión es fácil de configurar en el programa DSP. En nuestro diseño de prueba utilizamos una frecuencia de reloj para el SPI de 10 MHz, con la cual operando con 40 LEDs por barra, incluso mediante un blo-que de transmisión, no se pierden valores de muestreo. Esta configuración en el pro-grama DSP se activa con x:HCKR=$000034 (Noise reduction filter disabled, Presca-ler bypassed, divide by 2*(6+1), SHI-Clock 10,5326 MHz). En el diseño de prueba tam-bién puede activarse el funcionamiento a 18,432 MHz, mediante x:HCKR=$000024. Si experimentando con él vemos que la tasa de datos es demasiado alta (y se represen-tan valores inapreciables), ha de reducirse aumentando el valor del divisor HDM. La figura 6 muestra cómo se pierden valores de muestreo con una frecuencia de reloj en el SPI de 1 MHz.
Circuito del display de dos barras de LEDsPara el hacer funcionar el display LED tene-mos dos posibilidades. Podemos utilizar un multiplexado con drivers para las altas corrientes de impulso (delta de Dirac), que es preferible a servirnos de una ordenación matricial de los LEDs, para la cual necesita-ríamos un generador de reloj y un circuito lógico (principalmente un contador, un comparador y un decodificador). No obs-tante, este tipo de circuitos multiplexa-dos también tienen un inconveniente, y es que pueden quemar LEDs en caso fallo en el generador del reloj. Además, hemos de diseñar el circuito lógico e implementarlo con algún método de lógica programable (como por ejemplo los CPLDs) y uno utili-zando lógica discreta. En este caso, la alter-nativa de utilizar un “largo” registro de des-plazamiento tendría que ir acompañada de muchos drivers para las bajas corrientes (aunque continuas), para poder operar los LEDs de forma lineal. En nuestro caso el registro de desplazamiento tendría una lon-gitud de 80 etapas, al cual le corresponden el mismo número de drivers de corriente. Un circuito así es bastante menos arries-gado que uno multiplexado, sin embargo, necesita mayor tratamiento de los datos para formar las representaciones. Veamos un ejemplo numérico: si montamos dos barras cada una de 100 LEDs, en el modo multiplexado necesitamos dos words de 7 bits para controlarlas, con los cuales podría-mos controlar hasta 127 LEDs. Con un regis-
tro de desplazamiento tendríamos que transmitir 200 bits, uno por cada LED.Algunos fabricantes de semiconductores, por ejemplo Texas Instruments (TI), Catalyst u ON-Semiconductors, ofrecen drivers LED integrados muy asequibles, que no inclu-yen sólo los registros de desplazamiento para escribir y leer en serie, sino también las fuentes de corriente para los LEDs, mediante las cuales puede ajustarse la lumi-nosidad con un trimmer. Hemos optado por el TLC5926 de TI, con el cual pueden contro-larse 16 LEDs. Ya que los registros de despla-zamiento que éste incluye pueden leerse y escribirse en serie, puede utilizarse este integrado formando circuitos en cadena con la longitud que queramos.Para nuestro curso DSP hemos diseñado una unidad de display independiente, con dos tarjetas (una para el driver de funciona-miento y otra para el display). En la figura 7 se han unido las dos tarjetas formando la unidad del display. En adelante se presenta el circuito (figura 8) y el funcionamiento del driver. La figura 9 muestra el esquema de montaje. Para nuestros 80 LEDs necesi-tamos cinco drivers integrados. La cadena comienza con IC5 y termina en IC1. Para lograr un orden definido en la tarjeta, con cada integrado se controlan 8 LEDs en dos grupos, para ambas barras. Cada integrado utiliza dos tensiones de alimentación: 3,3 V para el SPI, que lo la obtiene el primer inte-grado de la cadena directamente del DSP, y la alimentación en K5 para los LEDs. Esta tensión ha de ajustarse lo más pequeña posible, de modo que la disipación en potencia se mantenga baja. Para ésta, hemos determinado un valor de 3,0 V, obte-nido de la alimentación a 5 V mediante los reguladores IC6 e IC7. Cada regulador de tensión alimenta a 40 LEDs. La tensión de funcionamiento en K5 puede ser incluso mayor de 5 V, con lo que, sin embargo, aumentan las pérdidas de potencia en el regulador. El driver del display se controla mediante el SPI del DSP. El DSP puede fun-cionar en modo de 8, 16 o 24 bits. Hemos optado por el modo de 16 bits, porque 16 es un divisor entero de 80, que da como resul-tado 8. Para formar una representación, el DSP envía words de 16 bits una tras otra a la unidad del display. Las tarjetas han sido con-cebidas para poder añadir más unidades de
Figura 5. Señal de salida del rectificadorde picos (rojo) para una sacudida
sinusoidal (azul).
Figura 6. Interferencias en la señalcuando la frecuencia de reloj del SPI
display en cadena, que por norma general se colocan en serie. Para ello sólo necesita-mos algunas conexiones: K3 de una tarjeta se conecta con K2 de la siguiente. Después el DSP tiene que escribir correspondiente-mente bastantes words de 16 bits. La comunicación con el DSP se hace solo mediante una de las tarjetas de la unidad del display, incluso si tenemos más displays conectados funcionando. Es necesario un cable plano de 10 vías con dos conectores estándar. Este cable conecta K7 de la tar-jeta DSP con K1 del driver del display. La alimentación de 3,3 V para el SPI puede obtenerse de una fuente externa o de la propia tarjeta DSP. En este último caso hay que poner un jumper en JP1 entre los pines 1 y 2 (marcado como “DSP”). En tal caso el puerto K4 no es necesario, con lo que podemos prescindir de C13. Mediante el conector de pines JP2 puede oscurecerse el display LED. Su funcionamiento se activa
con el jumper JP2. El trimmer P1 sirve para ajustar el brillo del display. Hemos de con-siderar que con una corriente de LED de por ejemplo 10 mA será necesaria una
corriente total de 800 mA para hacer fun-cionar todos los LEDs. En este caso, necesi-taremos dotar a los reguladores de tensión de pequeños disipadores.
SDI2
SDO22
CLK3
LE(ED1)4
OE(ED2)21
R-EXT23
OUT05
OUT16
OUT27
OUT38
OUT49
OUT510
OUT611
OUT712
OUT813
OUT914
OUT1015
OUT1116
OUT1217
OUT1318
OUT1419
OUT1520
241
IC1
TLC5926
SDI2
SDO22
CLK3
LE(ED1)4
OE(ED2)21
R-EXT23
OUT05
OUT16
OUT27
OUT38
OUT49
OUT510
OUT611
OUT712
OUT813
OUT914
OUT1015
OUT1116
OUT1217
OUT1318
OUT1419
OUT1520
241
IC2
TLC5926
SDI2
SDO22
CLK3
LE(ED1)4
OE(ED2)21
R-EXT23
OUT05
OUT16
OUT27
OUT38
OUT49
OUT510
OUT611
OUT712
OUT813
OUT914
OUT1015
OUT1116
OUT1217
OUT1318
OUT1419
OUT1520
241
IC4
TLC5926
SDI2
SDO22
CLK3
LE(ED1)4
OE(ED2)21
R-EXT23
OUT05
OUT16
OUT27
OUT38
OUT49
OUT510
OUT611
OUT712
OUT813
OUT914
OUT1015
OUT1116
OUT1217
OUT1318
OUT1419
OUT1520
241
IC3
TLC5926
SDI2
SDO22
CLK3
LE(ED1)4
OE(ED2)21
R-EXT23
OUT05
OUT16
OUT27
OUT38
OUT49
OUT510
OUT611
OUT712
OUT813
OUT914
OUT1015
OUT1116
OUT1217
OUT1318
OUT1419
OUT1520
241
IC5
TLC5926
+3V3 +3V3 +3V3+3V3+3V3C1100n
SDO
CLKLEOE
RX1
L0L1L2
L4L5L6L7
L8L9L10L11L12L13L14L15
L16L17L18L19L20L21L22L23
L24L25L26L27L28L29L30L31
L32L33L34L35L36L37L38L39
R0R1R2R3R4R5R6R7
R8R9R10R11R12R13R14R15
R16R17R18R19R20R21R22R23
R24R25R26R27R28R29R30R31
R32R33R34R35R36R37R38R39
CLKLEOE
RX2
CLKLEOE
RX3
CLKLEOE
RX4
CLKLEOE
RX5
SDI
L0L1L2L3L4L5L6L7L8L9
L10L11L12L13L14L15L16L17L18L19
L20L21L22L23L24L25L26L27L28L29
L30L31L32L33L34L35L36L37L38L39
R0R1R2R3R4R5R6R7R8R9
R10R11R12R13R14R15R16R17R18R19
R20R21R22R23R24R25R26R27R28R29
R30R31R32R33R34R35R36R37R38R39
K3K2
CLK
LEOE
SDOSDI
12
34
56
78
910
K1
R6
470R
D1
DSP
CLK
LE SDI
SDO
JP2
P1
470R
R2
470R
R3
470R
R4
470R
R5
470R
R1
470R
RX1
RX2
RX3
RX4
RX5
C6
100n
3 2
1
ADJ
IC6LM317
R7
270R
R8
820R
63V
C9
10u
25V
C8
47u
C10
100n
3 2
1
ADJ
IC7LM317
R9
270R
R10
820R
63V
C12
10u
K5
25V
C11
47u
25V
C7
1000u0
+3VL +3VR
K4
0
3V3
25V
C13
470u
+3V3
R0'R1'R2'R3'R4'R5'R6'R7'R8'R9'
R10'R11'R12'R13'R14'R15'R16'R17'R18'R19'
R20'R21'R22'R23'R24'R25'R26'R27'R28'R29'
R30'R31'R32'R33'R34'R35'R36'R37'R38'R39'
D5
D4
D3
D2
+3VR'+3VL'
L0'L1'L2'L3'L4'L5'L6'L7'L8'L9'
L10'L11'L12'L13'L14'L15'L16'L17'L18'L19'
L20'L21'L22'L23'L24'L25'L26'L27'L28'L29'
L30'L31'L32'L33'L34'L35'L36'L37'L38'L39'
D6
D7
D8
D91 23 45 67 89 10
11 1213 1415 1617 1819 20
K18
1 23 45 67 89 10
11 1213 1415 1617 1819 20
K19
1 23 45 67 89 10
11 1213 1415 1617 1819 20
K20
1 23 45 67 89 10
11 1213 1415 1617 1819 20
K21
1 23 4
K14
1 23 4
K15
1 23 4
K16
1 23 4
K17
1 23 4
K6
1 23 4
K7
1 23 4
K8
1 23 4
K9
+3VL +3VR +3VL' +3VR'
1 23 45 67 89 10
11 1213 1415 1617 1819 20
K13
1 23 45 67 89 10
11 1213 1415 1617 1819 20
K11
1 23 45 67 89 10
11 1213 1415 1617 1819 20
K12
1 23 45 67 89 10
11 1213 1415 1617 1819 20
K10JP1
C2100n
C3100n
C4100n
C5100n
3V3
DSP
EXT
L3
LEOECLK
CLK
LE OE SDO
SDI
OE
110002 - 11
Figura 7. Montaje de la unidad del display independiente.
El display utiliza su propia tarjeta, en la que pueden colocarse arrays de LEDs en barra de muchos fabricantes, con 10 o 20 LEDs cada uno, disponibles en distintos colores. Los hemos elegido de luz roja, pues gozan de un consumo algo menor. La tarjeta del dis-play ha de colocarse correctamente vertical sobre la tarjeta del driver, teniendo especial cuidado de los conectores. Lo mejor es colo-carla sobre una mesa y presionar la tarjeta del display con los LEDs poniendo atención en su posición perpendicular.El DSP es capaz de operar el SPI a más de 10 Mbaud, así como el driver integrado para LEDs es capaz de leer datos hasta a 30 MHz. De este modo, en esta aplicación no importa si se controlan una, dos o más unidades de display, ya que nuestro ojo es considerablemente más lentoPara la unidad del display también hemos diseñado un programa de test DSP, llamado tst_led.asm. Incluye dos secciones del programa de control, el decodificador y la transmisión de datos. En las pruebas se ha utilizado una barra con 23 LEDs y otra con 27 LEDs. El programa de test sólo necesita el archivo tst_led.asm.
(110391)
Tarjeta del display
La tarjeta doble para el display está disponible con los componentes SMDs montados como artículo número 110002-71 (véase www.elektor.es/110391).
Cálculo del número de LEDs activos mediantelos valores de nivel escaladosEl nivel Px de un valor de la señal x, aquí correspondiente a un valor de salida del rectificador, se calcula mediante:
Px = 20 · log10(x), |x|>0, siendo el rango de valores útil de -110 ≤ Px ≤ 0,
Sin embargo la rutina logarítmica en nuestro programa DSP calcula gracias a los márgenes de los números fraccionarios un valor de nivel escalado:
Controlamos los LEDs con números enteros justificados hacia la derecha, cuyos valores frac-cionarios en un DSP de 24 bits son múltiplos de $000001 = 2–23 = 1,1921 * 10-7.
Veamos un ejemplo numérico: el rango de valores de -60 dB ≤ Px ≤ 0 dB ha de representarse con 80 LEDs. Para controlar 80 LEDs necesitamos el número:
LED80 = $000050 = 9.536743 · 10-6
Hemos de considerar dos casos en los extremos. En el primero NLED, el número de LEDs activos:
Radio portátil ‘Colette’ de Philips (1956)Sin olvidar a Anette, Evette, Babette y Georgette
Las válvulas son la estrella en radios y amplificadores, siempre y cuando dispongamos de una gran cantidad de espacio en la cocina o en el salón, sin olvidar una toma de tensión AC próxima. La mayoría de la gente diría que eso es debido a la “ineficiencia de la válvulas, ya se sabe, la corriente del calentador y todo eso”. Es cierto, el tamaño medio de una radio de sobremesa de los años 50 consume entre 25 y 100 vatios de corriente alterna (AC), por sólo de 1 a 5 vatios de potencia de audio, para poder disfrutar o molestar a los vecinos. Esto hace que sea un poco difícil y molesto el poder usarlos en un merendero o en la playa. El pro-blema estaba en la gran cantidad de energía necesaria para calentar los filamentos de las válvulas hasta temperaturas donde se obtenía la emisión suficiente para establecer un flujo de electrones. Los triodos de pequeña señal y las válvulas pentodo consumen bastante más potencia debido al filamento más que a la corriente de ánodo.No mucho tiempo después de la lámpara WW2 de Philips, uno de los principales fabricantes de válvulas de Holanda, en su famoso Laboratorio Natuurkundig (‘NatLab”, en Inglés: Laboratorio de Física), desarrolló y perfeccionó una serie de válvulas miniatura de baja potencia que empleaban calentamiento directo en vez de indi-recto, específicamente para su uso en radios portátiles. Estas vál-vulas, identificadas por la letra D al inicio de su código (en lugar de E para las de calentamiento indirecto de 6,3 V), trabajan con una tensión de filamento (calentador) de, tan solo, 1,4 VDC y 50 mA de consumo de corriente (típico), con la duplicación de cátodo como calentador. Cuatro de estas pequeñas válvulas podían ser conec-tadas en serie para poder trabajar con una batería de coche están-dar que, en aquella época, era de 6,2 voltios. La tensión del ánodo (lámina o “plate”) estaba comprendida, típicamente, entre 45 y 90 voltios, la cual se considera baja en ese momento y fácil de sumi-nistrar con una batería recargable. En EE.UU. también aparecieron válvulas equivalentes, como la 3S4 (DL92).Claramente la serie D de ‘válvulas de alimentación de batería” de la casa Miniwatt, abrió el camino en el diseño de radios portátiles. Hacia finales de los años 40, Philips empezó a lanzar sus primeras radios portátiles. La mayoría de estos modelos estaban alojados en cajas de baquelita de aspecto bastante mate y ofrecían sólo recep-ción de Onda Media (OM), Onda Corta (OC) y onda Larga (OL). Caras en aquellos tiempos y sólo “por el buen hacer”, estas radios incre-mentaron considerablemente el éxito de las pequeñas válvulas de la variedad “frío y oscuro’ (“cold and dark”). En 1951, una pieza del equipo, basada en válvulas D, fue lanzada al mercado profesional: la mochila PMR del tipo SDR314, comentada ya en un artículo anterior de Retrónica (en la edición inglesa de noviembre de 2006).Mientras tanto, alrededor de 1951, se publicó un libro de 72 pági-nas, dirigido a ingenieros más que a científicos, que era una intro-ducción a las series D de Miniwatt. Se hizo famoso, probablemente debido a su sólida teoría, la presentación individual de las válvulas y
los buenos ejemplos de aplicación de las radios que se podían cons-truir en casa, con un complemento de estas válvulas D:
• mezclador “heptodo” DK92 auto-oscilante;• pentodo de RF DF91;• demodulador con diodo/pentodo de AF DAF91;• pentodos de AF de potencia DL92 y DL94;• indicadores de sintonía u “ojos mágicos” DM70 y DM71.
Actualmente, el libro es difícil de encontrar. Yo lo muestro aquí, en la fotografía correspondiente (segunda edición 1954). Moviéndonos en el tiempo, hacia 1955 se emitieron las primeras transmisiones oficiales de FM en la banda de VHF en Europa, inicial-mente en Alemania. No es sorprendente que la primera radio portátil de FM de Philips que trabajaba con la nueva banda de frecuencia de FM, de 87-100 MHz, se diseñara allí. Se llamaba ‘Colette’, siguiendo una locura generalizada que se produjo en torno a 1950 en los EE.UU., hasta bien entrada la década de los 70, de añadir el sufijo “-ette” a los nombres de productos, como DryCleanerette, Kitchenette, Seda-nette, Echolette, Corvette, Mobylette, Autoette, Wagonette, San-dalette, The Ikettes. En este caso, la gente de marketing de Philips Alemania no quería o no necesitaba el “simpático diminutivo”, pero aprovechó el tirón de los nombres de “chicas francesas” para su gama de radios portátiles. Por otra parte, el personal técnico en general, mantuvo el sistema de código tipo establecido en Philips. Colette, técnicamente era el modelo L5D62AB, en el que:
L = radio portátil;5 = indicador de clase de precio (0-9);D = fabricado en Alemania (X = Bélgica/Holanda);6 = año en la década (195x);
Jan Buiting (Editor de Elektor Reino Unido y USA)
Retrónica (Recuerdos de electrónica) es una columna mensual que cubre equipos electrónicos antiguos, incluyendo diseños legendarios de Elektor. Se agradecen contribuciones, sugerencias y peticiones; por favor, enviad un correo electrónico (email) a redacció[email protected]
Radio portátil ‘Colette’ de Philips (1956)Sin olvidar a Anette, Evette, Babette y Georgette
2 = modelo;A = para la alimentación con CA;B = para la alimentación con batería.
Colette, con su prestigiosa cobertura de banda de FM, era muy difí-cil de conseguir, probablemente debido a su precio de 398 florines holandeses (aproximadamente, dos meses del salario de un tra-bajador de la fábrica). No es de extrañar que también salieran al mercado sus “hermanas sin FM”, llamadas Anette, Babette, Evette y Georgette, a un precio mucho más bajo. Sin ofender a ninguna de estas jóvenes chicas, fueron lanzadas al mercado con la clase de precio ‘3 ‘y ‘4’. En Holanda, país de origen de Philips, a una serie
de radios anteriores y casi idénticas, se les puso nombre de barcos pequeños, como Jol (bote), Klipper (velero clíper), Flying Dutchman, Regenboog (Arco Iris), Valk (un barco de vela de tamaño medio), y Boeier (un buque de Frisia). A diferencia de la división alemana, la holandesa en realidad no puso estos nombres en la etiqueta de la radio. Sólo aparecieron en los folletos de ventas.
Colette (‘Klipper’) es el único modelo con mandos de doble función en la escala de sintonía, en lugar de controles de ruedas de plástico, más baratos, colocados al lado. La radio contiene diez válvulas D, un diodo y dos puentes rectificadores de selenio. En funcionamiento portátil, la tensión de calentamiento la suministra una batería recar-gable ‘Deac’ de 1,2 V, con una capacidad de 6 Ah. La tensión del ánodo proviene de una batería de 90 V. El Deac es una batería de níquel-cadmio conocida por la fuga de sustancias altamente corro-sivas que atacan el interior de la radio y que, poco a poco, convir-tieron a Klipper en los restos de un naufragio tras 25 años de abandono. Después de
abrir la tapa trasera de una radio de válvulas como Colette (Klipper), ver los restos tóxi-cos de una Deac olvidada es un espectáculo deprimente. Con algunos inconvenientes la batería Deac puede ser omitida y su función puede ser asumida por una o dos pilas de 1,5 V (LR20), de
tamaño D y un condensador electrolítico grande en sus extremos. Las pilas secas eran originalmente opcionales y se introdujo un aloja-miento doble dentro de la radio. Un problema diferente es el ánodo de la batería que, actualmente y por lo general, toma la forma de un inversor de tensión ascendente conmutado, con el apantallamiento adecuado para evitar interferencias de radio. En Internet existen varios diseños, así como kits en Ebay, algunos visualmente perfec-tos, envueltos en una caja de cartón Eveready que no son fáciles de distinguir de los verdaderos.Colette también tiene una sección de fuente de alimentación CA para la tensión de lámina de 90 V, así como un cargador Deac (pri-mitivo), donde el Deac tiene dos funciones, una como dispositivo de alisado, ya que con válvulas de calentamiento directo no quere-mos tensión CA en los cátodos. Se ha verificado que el ciclo de carga completo dura 14 horas a 0,6 A. La radio también se puede cargar mientras trabaja.Mi Colette tan sólo trabaja con una alimentación de CA y no tiene Deac o batería de 90 V. El sonido, sobre todo el de FM, tiende a sor-prender agradablemente a la gente, probablemente porque se aso-cia una radio portátil de esa época con un sonido metálico.Por el contrario, el sonido de Colette es cálido y bastante completo, con una buena dosis de emisión de bajos en una configuración de volumen bajo. La mayor sorpresa es la cantidad de graves que se obtiene de los escasos 400 milivatios de potencia de salida AF.La radio puede funcionar en “modo económico” tirando del control de volumen. Esto desactiva la mitad de cada uno de los dos filamen-tos de las válvulas de salida DL96, con el efecto obvio de ahorro de la carga de la batería, a costa de algo de potencia de salida de señal AF.Collette tiene un diseño peculiar. Aunque se esperaría que el ojo mágico DM71 actuara como un indicador de sintonía con estilo, en realidad es sólo una luz verde que se enciende/apaga. El esquema
eléctrico del circuito muestra lo que sucede. El DM71 funciona real-mente como un divisor de fase para el amplificador de salida balan-ceado DL96. Probablemente, esto es una solución indirecta para que la alimentación insuficiente de la válvula DAF96 (B7) pueda contro-lar la DL96s balanceada, la cual, a su vez, es el resultado de la baja señal proveniente de los detectores de FM y AM.En cuanto a las características de diseño de la época, podemos men-cionar al presentador de Antiques Road Show, las antenas retráctiles con unas tapas de plástico de protección final, que podían ser alinea-das en ángulos de entre 0 y 180 grados para optimizar la recepción de FM. Estas antenas forman un dipolo abierto y, si la señal sigue siendo demasiado débil, se puede conectar una antena externa mediante un cable plano. Los agujeros redondos en los paneles laterales permiten conectar una antena de radio de coche y una batería de coche (¡de 6 voltios!). Los modelos posteriores ofrecían mayor conectividad, pero el USB no es de serie. Se puede decir que Colette está fuera de servicio o funcionando durante el trayecto a un merendero o a la playa por la tapa cerrada frente a la escala de sintonización.Mi Colette, en general, está en buen estado, con sólo algunos rasgu-ños en el frontal, cerca de la parte inferior. Las esquinas suavemente redondeadas, la caja ocre claro (¿alguna vez fue verde?) con piezas de plástico rojo duro apagado y la rejilla y marco dorados, la identi-fican inmediatamente como de los años 50. No fue necesario hacer reparaciones para conseguir que esta belleza cobrara vida de nuevo, después de 30 años en un polvoriento desván, excepto reemplazar ambas DAF96s y poner en orden el compartimiento de la batería. Colette pesa unos asombrosos 6,5 kgs con las dos pilas tipo D ins-taladas. Siempre estoy en la búsqueda de sus hermanas L4x y L3X, sin FM, para completar el cuadro familiar. Por desgracia para mí, me está costando un montón conseguirlo.
Los empleados de Elektor International Media, sus empresas subsidiarias y/o editoriales asociadas no podrán participar en este concurso.
3 9 F 4 D 6 1 5 E 0 2 A C 7 8 B
5 0 8 A 7 F C 4 B 1 3 9 E 2 D 6
1 E 6 D 8 2 B 3 C 7 F 5 9 A 0 4
7 2 B C E 0 9 A 8 4 6 D F 3 1 5
8 B D 5 9 1 F 6 0 C 4 3 A E 2 7
9 F E 2 C 7 D 8 A B 1 6 0 4 5 3
A 1 7 3 B E 4 0 F 5 8 2 D 6 9 C
C 4 0 6 3 A 5 2 7 9 D E 8 F B 1
E A C B F 3 7 1 9 6 5 0 2 8 4 D
D 5 1 F A C 2 E 3 8 7 4 B 9 6 0
0 6 4 9 5 B 8 D 1 2 E F 3 C 7 A
2 7 3 8 0 4 6 9 D A B C 1 5 E F
F 3 5 0 1 8 E C 4 D 9 7 6 B A 2
4 8 A 7 2 9 0 B 6 F C 1 5 D 3 E
B C 2 1 6 D 3 7 5 E A 8 4 0 F 9
6 D 9 E 4 5 A F 2 3 0 B 7 1 C 8
Esperamos que a tiempo para las vacaciones de Navidad, aquí está un nuevo rompecabezas Hexadoku para ayudarte a superar esos raros momentos de aburrimiento tras el desempaquetado de los regalos, las largas cenas y la reposición de las mismas viejas películas de siempre en la televisión. Sencillamente, introduce los números adecuados en el rompecabezas que hay más abajo. Después, envíanos los de las casillas grises y entrarás automáticamente en el sorteo de uno de los cuatro bonos para la tienda de Elektor. ¡Diviértete!
El Hexadoku utiliza los números hexadecimales de 0 a F. Rellena el diagrama de 16 x 16 casillas de modo que todos los números hexade-cimales de 0 a F (es decir, 0…9, A…F) aparezcan una sola vez en cada fila, en cada columna y en el recuadro de 4x4 (marcados con líneas
en negrita). Ya hay algunos números rellenos en el crucigrama, que determinan su situación inicial. Entre todas las soluciones correctas recibidas, sorteamos cada mes un gran premio y tres premios de con-solación. Para ello, debes enviarnos los números de las casillas en gris.
Hexadoku Un rompecabezas con un toque electrónico
¡Resuelve el Hexadoku y gana!Las soluciones correctas recibidas de los lectores de Elektor participan automáticamente en el sorteo de cuatro bonos para la tienda de Elektor, uno de 100 € y tres de 50 €. Esperamos que estos premios animen a todos nuestros lectores a participar!
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El Bono de 100 € para la tienda de Elektor es para: M Murphy (Irlanda).Y los 3 Bonos de 50 € son para: A. Jaques (Reino Unido), Phillip Kelley (USA) y J.L. Kruger (Alemania).
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Las plazas son limitadas ¡REGISTRATE AHORA en www.elektor.es/webinarios!Las plazas son limitadas ¡REGISTRATE AHORA en www.elektor.es/webinarios!
Platino – an ultra-versatile platform for AVR microcontroller circuitsPresentador: Clemens Valens (Elektor)En muchos proyectos electrónicos la placa juega un papel secundario en el diseño electró-nico. Aunque es difícil montar un circuito sin una placa de circuito impreso, el diseño deeste último es a menudo olvidado en favor de “cómo funciona la cosa”. Para compensaresta injusticia hemos decidido cambiar las tornas. Este webinario es sobre la placa decircuito impreso en sí misma y el circuito que en ella se monta es realmente secundario.
E-Blocks, Twitter and the Sailing ClubPresentadores: Ben Rowland y John Dobson (Matrix Multimedia)E-blocks son pequeñas placas de circuito que contienen un bloque de electrónica quenormalmente puedes encontrar en un sistema electrónico o embebido. En este webinarioBen y John demostrarán el prototipo rápido de una confi guración de E-blocks capaz deenviar automáticamente mensajes de Twitter a los miembros de un club náutico.
Let’s Build a Chaos GeneratorPresentadores: Maarten Ambaum y R. Giles Harrison (Reading University)Únete a nosotros en este webinario para dar un vistazo al montaje del proyecto Generadorde Caos publicado en las ediciones de Septiembre y Octubre de 2011 de Elektor. Deja tusoperacionales, limpia tu monitor y tus gafas, y sube el volumen.
Here comes The Elektor Bus!Fecha: Jueves 19 de Enero de 2012Hora: 15:00 GMT (16:00 CET)Presentador: Jens Nickel (Elektor)Muchos lectores de Elektor han participado activamente en el diseño que ahora conocemos como Elektor Bus. El editor de Elektor Jens Nickel no solo te contarán la historia decómo ocurrió todo, además profundizará en los protocolos, los confl ictos de bus y consi-deraciones hardware.
The Making of an Improved Radiation MeterFecha: Jueves 16 de Febrero de 2012Hora: 15:00 GMT (16:00 CET)Presentador: Thijs Beckers (Elektor)Este webinario trata sobre la historia del diseño y las entradas y resultados del exitoso Medidor de Radiación Mejorado de Elektor publicado en la edición de Noviembre de 2011. Este instrumento de bajo coste, y totalmente autoconstruido, es capaz de detectar diferentes tipos de radiación como son la alfa, beta y gamma empleando ‘sensores’ en los que nunca habrías pensado para esta tipo de aplicación. ¡Puedes esperar un webinario animado y de gran actualidad sobre un circuito ‘experimentalicioso’ garantizado!
(a+b+c...) = a b c...(a+b+c...) = a b c...(a+b)+c = (b+c)+a = c+a+b
100 mv (Vo)
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Picaxe Programming. Conventional Electronics.
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Each mini-laboratory allows to experiment and to deeply know different concepts, without assemblies or additional documentation, taking maximum advantage of the available time factor.
