RF 手册, 附录 页码： 1

第 4 版

飞利浦

RF 小信号分立元器件

产品设计手册

第 4 版

2004 年 6月 http://www.philips.semiconductors.com/markets/mms/prod

ucts/discretes/documentation/rf_manual

文件号: 4322 252 06390发布时间: June 2004

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附录 附录 A：2.4GHz 通用的头端参考设计 第 3-30 页 附录 B：RF 应用基础 第 31-41 页 附录 C：RF 设计基础 第 42-69 页 应用摘要： 附录 D：RF MosFet 开关器件 BF1107/8 的应用 第 70-80 页 附录 E：通用宽带放大器 BGA2715-17、50Ω增益模块 第 81-85 页 附录 F：通用中等功率放大器 BGA6x89、50Ω增益模块 第 86-91 页

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附录 A：2.4GHz 通用头端参考设计

1.1 绪论 1.1.1 通用头端描述

本文描述的是 2.4GHz ISM 头端（工业科学医学）的设计和实现。应用于无线通信、LAN、Video/TV 信号

传输等领域。涉及功率放大器（PA）的 Tx 通道设计、低噪声放大器(LNA)的 Rx 通道设计以及应用于天线

的 RF 多路技术。 尽管目前的 IC 工艺能够将头端集成到某些扩充的功能中，但事实上专用的分立器件还是需要的，比如实现

特殊的输出功率。基于实际的设计，必须关注头端和现有的飞利浦芯片的接口。我们不仅仅要满足一个应

用目标，本文的目的是要阐明通用的头端设计方法。 在一个应用中头端的任务： 上述参考设计板支持半双工工作。这就意味着发送和接收不可能同时进行。TX 和 RX 工作的时间称作为所

谓的时间片或简称为时隙。对于一个选定的标准，TX 和 RX 时隙的顺序是明确的。特殊的握手操作是将几

个 TX 和 RX 时隙封装成一个所谓的时帧或简称为帧。连接到这种无线应用的用户点/接入点必须遵循相同

的时隙功能、相同的帧顺序以及定时程序（同步）。这些问题必须受控于特殊的标准，通常由 ETSI、IEEE、NIST、FCC、CEPT 等这样的协会或组织来规定。

图 1: 2.4GHz 通用头端内部 LNA 的位置

BAP51-02

BGU2003

BGA6589参考 板

通用头端参考板Patch-天线

开关 低通滤

波器 中等功率

放大器

带通滤波器

用户应用芯片组

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头端是怎样工作的？ 在用户芯片的控制下（SPDT-PIN），在 TX 时隙，基于结型二极管 BAP51-02 的头端 SPDT 开关（Single-Pole Double-Throw 单刀双掷开关）关闭位于天线和功率放大器之间的通道。PA 能够被 PAVcc-PIN 关闭或

打开。输出的信号能够通过天线发射入以太空间。以太是无线 RF 信号从一个接入点到另一个接入点传输

的自然环境媒体。由于 TX 信号通过 BGA6589 功率放大器放大，因此可以发射更强的功率并能到达更远的

地方。RX 时隙段是接收信号。在这种工作模式下，天线在 SPDT-PIN 的控制下切离 PA（功率放大器）并

被连接到 LNA 输入端。LNA 能够被 LNVcc-PIN 打开或关闭。对接收机的噪声性能进行系统分析显示，通

过减小 RX 系统噪声的影响，BGU2003 低噪声放大器的确能改善接收机的灵敏度。在噪声输入接收 IC 前

设置非常低噪声、合适的增益时是有可能做到的。这将导致接收机能够在接入点完全接收更远距离的信

号。其效果可以通过数学的关系描述如下：

普通的噪声图（NF）定义：

=⋅=

Noise

Noise

PinPoutFNF log10)log(10 。当系统工作于华氏 0 度以上的时

候，噪声比率 F 大于 1(F>1 或 NF>0dB)。

叠加 LNA 和 RX 芯片的作用，整个系统噪声比率将为LNA

RXLNASYST Gain

FFF 1−+= 。FSYST说明整个系统噪声

比率（包括 LNA 和 RX 芯片）至少为 FLNA。等式中还包含 RX 通道芯片引起的二级噪声。但这个噪声将被

LNA 增益 GainLNA所衰减。采用合适的 LNA 的确能减小输入芯片的噪声比率。在这种关系中 LNA 的噪声

比率 FLNA是主要的。 例一： 结果：用户接收芯片的 NF=9dB；LNA 的功率增益为 Gain=13dB 以及 NF=1.3dB 问题：系统接收机的噪声是多少？ 计算：

2010 1013

==dB

LNAGain

943.710 109

==dB

RXF LNA-噪音部分

349.110 103.1

==dB

LNAF Shrank RX 芯片组 增加的噪音部分

347.0349.120

1943.7349.11+=

−+=

−+=

LNA

RXLNASYST Gain

FFF

696.1=SYSTF

)696.1log(10)log(10 == SYSTSYST FNF

dBNFSYST 3.2=

答案：本例中接收芯片前 LNA 的使用的确能改善整个接收系统的噪声 NF=2.3dB。等式显示，在级连目标

中第一级器件对整个噪声图的影响 大。在实际应用中接收机第一部分是天线，其质量是非常重要的。例

2： 飞利浦中等功率 MMIC 的文件中给出了如下列所示的插入功率增益|S21|2： BGA6289 12dB 以及 BGA6589 15dB 问题：采用飞利浦的 MMIC，忽略大气的衰减，在芯片组前采用各向同性的发射天线，那么发射距离大概

会增加多少？

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计算：计算功率发射的时候通常将三维同质的球体当作理想的圆点。下面将对衰减传输波的功率密度进行

理论上的描述，该信号由各向同性的发射天线发射到某个固定的距离。

rESrE e

rAPP ⋅−⋅

⋅⋅⋅= χ

π 2)( 41

PE(r) = 距离同向发射天线“r”处的接收功率 r = 接收机到发射机之间的距离 PS = 发射功率 χ = 大气衰减系数 AE = 接收天线表面积 这个通用的物理原理可以适用于各种球面波和能量发射领域，比如光学、声学、热学、电磁学等。电磁波

发射天线的作用是使同轴电缆（50Ω, 75Ω）和电磁远场阻抗为 120πΩ的空间阻抗匹配。 发射机发射功率 Pt，发射机和接收机的距离为 d，忽略大气衰减系数（χ=0），则单位面积接收功率为：

24 dPP TX

RX ⋅=

π

TX 和 RX 的距离为r

t

PPd⋅

=π4

不考虑 PA，则r

t

PPd⋅

=π4

11

对相同的 RX 功率通过 PA 延伸的距离为：r

t

PPd

⋅=

π42

2

2

1

2

1

2 21

4

4S

PP

PP

dd

r

t

r

t

=

⋅

⋅==

π

πη

221S=η

BGA6289 的增益因子为: 85.1510 1012

=dB

BGA6589 增益因子为: 62.3110 1015

=dB

98.385.156289 ==BGAη 62.562.316589 ==BGAη 答案：如果放大器没有受到衰减，发射天线是各向同性的，那么使用 BGA6289 在理论上可以增加 4 倍的发

射面积，使用 BGA6589 可以增加 5.6 倍的发射面积。在实际应用中，由于器件插入功率增益、依赖于大气

衰减的信号频率、接收机和发射天线的增益，我们不得不计算放大器的输入/输出匹配电路以实现增益的增

加或减少。

TX 距离对 PA 增益的改善关系曲线

1

10

100

0 6 12 18 24 30 36

增益 /dB

η

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1.1.2 参考板的应用 采用通用头端参考板的一些应用想法。 ·2.4GHz WLAN ·无线 Video、TV 和遥控信号传输 ·PC 到 PC 的数据连接 ·PC 无线鼠标、键盘和打印机 ·掌上 PC、键盘和打印机连接 ·监控 TV 摄像机信号传输 ·无线喇叭 ·机器人技术 ·短距离地面无线电话机 ·短距离雪崩人体检测 ·无键盘输入 ·鉴定 ·轮胎压力系统 ·车库门禁系统 ·遥控报警系统 ·智能厨房（烹调、微波炉、洗衣机等操作提醒器） ·蓝牙 ·DSSS 2.4GHz WLAN (IEEE802.11b) ·OFDM ·2.4GHz WLAN (IEEE802.11g) ·接入点 ·PCMCIA ·PC 卡 ·2.4GHz 无线电话 ·作为掌中宝和电脑输入的无线铅笔 ·无线手持式扫描仪 ·汽车发动机启动识别 ·煤气表的无线阅读 ·软饮料/香烟等售货机的无线控制 ·汽车/出租车和红绿灯间的通信 ·打印机 ·移动电话 ·无线 LCD 显示 ·遥控 ·无绳鼠标 ·汽车、消费和通信 请注意： MMIC 和 PIN 二极管能够在其他频率工作，比如应用在通信、网络和 ISM 等领域的时候就可以采用从

300MHz 到 3GHz 范围的频率。

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1.1.3 参考板和飞利浦的芯片

图 2: 2.45GHz ISM 频带通用头端以及飞利浦的 SA2400A

图例说明了 2.4GHz 通用头端参考板如何和收

发机协同工作以提高性能的主要思想。 TX 输出功率达到+20dBm、RX 低噪声的

2.4GHz 的发射机上下直接转变 I/Q。所有的功

能数字控制。 来自于 Philips 半导体的主要器件：

BGU2003 BGA6589 BAP51-02 SA2400A LP2985-33D

天线

开关

中等功率

放大器

控制

功率

检

波器

TX

CA

L 状

态控

制机

滤波器

调谐

控制

AG

C

状态控制

机

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1.1.3 2.4GHz 环境下的应用选择

应用 标准化名称/版本 起始频率 终止频率 中心频率 带宽-MHz/ 信道的频率间隔-MHz

蓝牙; 1Mbps IEEE802.15.1 NUS/EU=2402MHz (All)=2402MHz

NUS/EU=2480MHz (All)=2495MHz 2442.5MHz NUS/EU=78/1MHz

(All)=93/1MHz WiMedia , (802.15.3a@3.1-10.6GHz) IEEE802.15.3 (照相机, 视频) 2.4GHz 2.49GHz 2.45GHz ZigBee; 1000kbps@2450MHz 其他频率(868; 915)MHz IEEE802.15.4 US=2402MHz

EU=2412MHz US=2480MHz EU=2472MHz 2441MHz US=83/4MHz

EU=60/4 DECT@ISM ETSI 2400 MHz 2483MHz 2441.5MHz 83/

FDD 上行链路 (D) ≈1920 ≈1980 FDD 下行线路 (D) ≈2110 ≈2170

IMT-2000 =3G; acc., ITU, CEPT, ERC ERC/DEC/(97)07; ERC/DEC/(99)25 (=UMTS, CDMA2000, UWC-136, UTRA-FDD, UTRA-TDD) TDD (D) ≈1900 ≈2024

确切频率范围取决于

国家和系统供应商

(TDD, FDD; WCDMA, TD-CDMA); 成对 2x60MHz (D) 不成对 25MHz (D)

USA – ISM 2400MHz 2483.5MHz 2441.75MHz 83.5/

无线 LAN;以太网; (5.2; 5.7)GHz IEEE802.11; (a, b, …) 2400MHz 2483MHz 2441.5MHz 83/FHSS=1MHz; DSSS=25MHz

Wi-Fi; 11-54Mbs; (4.9-5.9)GHz IEEE802.11b; (g, a) 2400MHz 2483MHz 2441.5MHz RFID ECC/SE24 2446MHz 2454MHz 2.45GHz 无线 LAN; 11Mbps IEEE802.11b 2412MHz 2462MHz 2437MHz 56/ 无线 LAN; 54Mbps IEEE802.11g WPLAN NIST 2400MHz

HomeRF; SWAP/CA, 0.8-1.6Mbps NUS/EU=2402MHz (All)=2402

NUS/EU=2480MHz (All)=2495 78/1MHz, 3.5MHz

93/1MHz, 3.5MHz 固定移动电台; 业余卫星; ISM, SRD, RLAN, RFID ERC, CEPT 频带计划 2400MHz 2450MHz 2425MHz 50/

固定射频传输 acc. CEPT 奥地利管理条例 2400MHz 2450MHz 2425MHz 50/ 移动 RF; SRD acc. CEPT 奥地利管理条例 2400MHz 2450MHz 2425MHz 50/ 业余无线电 FCC 2390MHz 2450MHz 60/ UoSAT-OSCAR 11, 遥测 业余无线电卫星 UO-11 2401.5MHz AMSAT-OSCAR 16 业余无线电卫星 AO-16 2401.1428MHz DOVE-OSCAR 17 业余无线电卫星 DO-17 2401.2205MHz 全球卫星, ( ) Loral, Qualcomm 2483.5MHz 2500MHz Ellipso, (移动下行线路) 卫星; Supplier Ellipsat 2483.5MHz 2500MHz Aries, 移动下行线路) (现用于全球卫星?) 卫星; Supplier Constellation 2483.5MHz 2500MHz Odyssey, 移动下行线路) 卫星; Supplier TRW 2483.5MHz 2500MHz

S 波段

Orbcomm卫星(LEO)如 GPSS-GSM 卫星 2250,5MHz Ariane 4 和 Ariane 5 (ESA, Arianespace) 火箭跟踪数据链路 2206MHz Atlas Centaur 如 Intelsat IVA F4 的载波 火箭跟踪数据链路 2210,5MHz J.S. 马歇尔雷达观测台 700KW Klystron TX S 波段

Raytheon ASR-10SS Mk2 系列 S-波段固态一次

监视雷达

用于美国 DASR 计划的 US FAA/DoD ASR-11

2700 2900 S 波段 雷达 ≈2400MHz

Phase 3D; 业余无线电卫星; 146MHz, 436MHz, 2400MHz

AMSAT; 250Wpep TX S 波段 2.4KHz, SSB

Apollo 14-17; NASA航天任务 无线电发射机应答器实验 S 波段 ISS; (ISS 站的内部通信系统) 太空 2.4GHz MSS 下行线路 UMTS 2170 2200

缩写符: 欧洲无线电通信委员会(ERC) 欧洲邮政与电信管理会议(CEPT)

NIST = 国家标准与技术学会 WPLAN = 无线个人局域网 WLAN = 无线局域网 ISM = 工业 科学医学 LAN = 局域网 IEEE = 电气与电子工程学会 SRD = 短程器件 RLAN = 无线电局域网 ISS = 国际太空站 IMT = 2000MHz 国际移动通信 MSS = 移动卫星服务 W-CDMA = 宽带-CDMA GMSK = 高斯 小移位键控 UMTS = 通用移动通信系统 UWC = 通用无线通信 MSS Downlink = UMTS 移动卫星服务

RFID = 射频识别 OSCAR = 轨道卫星传播业余无线电 FHSS = 跳频扩展频谱 DSSS = 直接顺序扩展频谱 DECT = 数字增强无绳通信 NUS = 北美洲 EU = 欧洲 ITU = 国际电信同盟 ITU-R = ITU 无线电通信部门 (D) = 德国 TDD = 时分复用 FDD = 频分复用 TDMA = 时分多址 CDMA = 码分多址 2G = 移动系统 GSM, DCS 3G = IMT-2000

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1.2. 摘要

1.2.1. 模块图

图 3: 参考板模块图

板

保护装置

板

保护装置

板

保护装置

外部

半双

工

天线

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1.2.2. 原理图

图 4:参考板的原理图

微带

尺寸

[mm

]

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1.2.3. 元器件明细表

零件号 值 规格 功能 /简介 制造商 订购代码 订购源 IC1 BGU2003 SOT363 LNA-MMIC Philips Semiconductors BGU2003 PHL IC2 BGA6589 SOT89 TX-PA-MMIC Philips Semiconductors BGA6589 PHL Q1 PBSS5140T SOT23 TX PA-备用控制 Philips Semiconductors PBSS5140T PHL Q2 BC847BW SOT323 D3 的驱动器 Philips Semiconductors BC847BW PHL Q3 BC857BW SOT323 SPDT 转换 Philips Semiconductors BC857BW PHL Q4 BC847BW SOT323 PA 逻辑电平兼容性 Philips Semiconductors BC847BW PHL D1 BAP51-02 SOD523 SPDT-TX; PIN二极管开关的串联部分 Philips Semiconductors BAP51-02 PHL

D2 BAP51-02 SOD523 SPDT-RX; PIN 二极管开关的并联部分 Philips Semiconductors BAP51-02 PHL

D3 LYR971 0805 LED, 黄色, RX 和 IC1 的偏流控制 OSRAM 67S5126 Bürklin D4 LYR971 0805 LED, 黄色; TX OSRAM 67S5126 Bürklin D5 LYR971 0805 LED, 黄色; SPDT; 电压电平移相器 OSRAM 67S5126 Bürklin D6 BZV55-B5V1 SOD80C 容许 3V/5V 的电平移动 Philips Semiconductors BZV55-B5V1 PHL D7 BZV55-C10 SOD80C 电路板 DC 极性与过电压保护 Philips Semiconductors BZV55-C10 PHL D8 BZV55-C3V6 SOD80C 电路板 DC 极性与过电压保护 Philips Semiconductors BZV55-C3V6 PHL D9 BZV55-C3V6 SOD80C 电路板 DC 极性与过电压保护 Philips Semiconductors BZV55-C3V6 PHL R1 150Ω 0402 SPDT 偏压 Yageo RC0402 Vitrohm512 26E558 Bürklin R2 1k8 0402 LNA MMIC 电流控制 Yageo RC0402 Vitrohm512 26E584 Bürklin R3 可选 0402 L2 谐振阻尼;可选 --- optional R4 47Ω 0402 LNA MMIC 集电极偏压 Yageo RC0402 Vitrohm512 26E546 Bürklin R5 270Ω 0402 RX LED 电流调整 Yageo RC0402 Vitrohm512 26E564 Bürklin R7 39k 0402 Q3 偏压 SPDT Yageo RC0402 Vitrohm512 26E616 Bürklin R8 150Ω 0805 PA-MMIC 集电极电流调整与温度补偿 Yageo RC0805 Vitrohm503 11E156 Bürklin R9 39k 0402 有助于关闭 Q1 Yageo RC0402 Vitrohm512 26E616 Bürklin R10 2k2 0402 Q1 偏压 PActrl Yageo RC0402 Vitrohm512 26E586 Bürklin R11 1kΩ 0402 LED 电流调整; TX-PA Yageo RC0402 Vitrohm512 26E578 Bürklin R12 82k 0402 Q2 驱动 Yageo RC0402 Vitrohm512 26E624 Bürklin R13 150Ω 0805 PA-MMIC 集电极电流调整 Yageo RC0805 Vitrohm503 11E156 Bürklin R14 150Ω 0805 PA-MMIC 集电极电流调整 Yageo RC0805 Vitrohm503 11E156 Bürklin R15 4k7 0402 改善 SPDT-Off Yageo RC0402 Vitrohm512 26E594 Bürklin R16 100k 0402 PActrl;逻辑电平转换 Yageo RC0402 Vitrohm512 26E626 Bürklin R17 47k 0402 PActrl;逻辑电平转换 Yageo RC0402 Vitrohm512 26E618 Bürklin L1 22nH 0402 SPDT RF 阻塞偏置 Würth Elektronik, WE-MK 744 784 22 WE L2 1n8 0402 LNA 输出匹配 Würth Elektronik, WE-MK 744 784 018 WE L3 8n2 0402 PAout 匹配 Würth Elektronik, WE-MK 744 784 082 WE L4 18nH 0402 LNA 输入匹配 Würth Elektronik, WE-MK 744 784 18 WE L5 6n8 0402 PA 输入匹配 Würth Elektronik, WE-MK 744 784 068 WE C1 1nF 0402 SPDT 偏压的射频简称 Murata, X7R GRP155 R71H 102 KA01E Murata C2 6p8 0402 SPDT 偏压的射频简称 Murata, C0G GRP1555 C1H 6R8 DZ01E Murata C3 6p8 0402 天线直流去耦 Murata, C0G GRP1555 C1H 6R8 DZ01E Murata C4 2p2 0402 射频短路 SPDT 并联 PIN Murata, C0G GRP1555 C1H 2R2 CZ01E Murata C5 2p7 0402 直流去耦 LNA 输入 + 匹配 Murata, C0G GRP1555 C1H 2R7 CZ01E Murata C6 4p7 0402 射频短路 输出匹配 Murata, C0G GRP1555 C1H 4R7 CZ01E Murata C7 1p2 0402 LNA 输出匹配 Murata, C0G GRP1555 C1H 1R2 CZ0E Murata C8 2u2/10V 0603 用 R8-R14 从 PA 供电干线消除线路纹波 Murata, X5R GRM188 R61A 225 KE19D Murata C9 100nF/16V 0402 纹波抑制 PA Murata, Y5V GRM155 F51C 104 ZA01D Murata C10 22pF 0402 直流去耦 PA 输入 Murata, C0G GRP1555 C1H 220 JZ01E Murata C11 6p8 0402 射频短路-偏压 PA Murata, C0G GRP1555 C1H 6R8 DZ01E Murata C12 1nF 0402 PA, 供电射频短路 Murata, X7R GRP155 R71H 102 KA01E Murata

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零件号 值 规格 功能/简介 制造商 订购代码 订购源

C14 2p7 0402 TX-PAout 直流去耦 +匹配 Murata, C0G GRP1555 C1H 2R7 CZ01E Murata C15 10u/6.3V 0805 直流干线 LNVcc Murata, X5R GRM21 BR60J 106 KE19B Murata C16 1nF 0402 直流噪声 LNctrl Murata, X7R GRP155 R71H 102 KA01E Murata C17 2u2/10V 0603 PA 直流干线 Murata, X5R GRM188 R61A 225 KE34B Murata C18 1nF 0402 直流噪声 SPDT 控制 Murata, X7R GRP155 R71H 102 KA01E Murata C19 1nF 0402 直流噪声 PActrl Murata, X7R GRP155 R71H 102 KA01E Murata C20 1nF 0402 直流噪声 LNVcc Murata, X7R GRP155 R71H 102 KA01E Murata C21 4p7 0402 选用 LNA 输入匹配射频短路 Murata, C0G GRP1555 C1H 4R7 CZ01E Murata C22 6p8 0402 RX-BP 滤波器的除直流与匹配 Murata, C0G GRP1555 C1H 6R8 DZ01E Murata C23 6p8 0402 TX-LP 滤波器的除直流与匹配 Murata, C0G GRP1555 C1H 6R8 DZ01E Murata BP1 fo=2.4GHz 1008 RX 带通输入滤波 Würth Elektronik 748 351 024 WE LP1 fc=2.4GHz 0805 TX 低通杂散滤波 Würth Elektronik 748 125 024 WE

X1 SMA, 凹形 µStrip 引脚

12.7mm 法

兰 1.3mm 引线

天线连接器, SMA, 面板发射器, 凹形, 带法兰的隔

板插座, PTFE, CuBe, CuNiAu Telegärtner J01 151 A08 51 Telegärtner

X2 SMA, 凹形 µStrip 引脚

12.7mm 法

兰 1.3mm 引线

RX-Out 连接器, SMA, 面板发射器, 凹形, 带法兰

的隔板插座, PTFE, CuBe, CuNiAu Telegärtner J01 151 A08 51 Telegärtner

X3 SMA, 凹形 µStrip 引脚

12.7mm 法

兰 1.3mm 引线

TX-IN 连接器, SMA, 面板发射器, 凹形, 带法兰的

隔板插座, PTFE, CuBe, CuNiAu Telegärtner J01 151 A08 51 Telegärtner

X4 BÜLA30K 绿色 LNctrl, BÜLA30K, 复式弹簧钢丝插头, 焊接端子

Hirschmann 15F260 Bürklin

X5 BÜLA30K 红色 PAVcc, BÜLA30K, 复式弹簧钢丝插头, 焊接端子

Hirschmann 15F240 Bürklin

X6 BÜLA30K 黑色 GND, BÜLA30K, 复式弹簧钢丝插头, 焊接端子

Hirschmann 15F230 Bürklin

X7 BÜLA30K 黄色 SPDT, BÜLA30K, 复式弹簧钢丝插头, 焊接端子

Hirschmann 15F250 Bürklin

X8 BÜLA30K 蓝色 PActrl, BÜLA30K, 复式弹簧钢丝插头, 焊接端子

Hirschmann 15F270 Bürklin

X9 BÜLA30K 红色 LNVcc, BÜLA30K, 复式弹簧钢丝插头, 焊接端子

Hirschmann 15F240 Bürklin

Y1 蓝色 PActrl

40cm, 0.5qmm 绝缘绞合聚氯乙烯连接线, LiYv, 蓝色, CuSn VDE0812/9.72 92F566 Bürklin

Y2 红色 PAVcc

40cm, 0.5qmm, 绝缘绞合聚氯乙烯连接线, LiYv, 红色, CuSn VDE0812/9.72 92F565 Bürklin

Y3 绿色 LNctrl

40cm, 0.5qmm, 绝缘绞合聚氯乙烯连接线, LiYv, 绿色, CuSn VDE0812/9.72 92F567 Bürklin

Y4 黑色 GND

40cm, 0.5qmm 绝缘绞合聚氯乙烯连接线, LiYv, 黑色, CuSn VDE0812/9.72 92F564 Bürklin

Y5 黄色 SPDT

40cm, 0.5qmm, 绝缘绞合聚氯乙烯连接线, LiYv, 黄色, CuSn VDE0812/9.72 92F568 Bürklin

Y6 白色 LNVcc

40cm, 0.5qmm, 绝缘绞合聚氯乙烯连接线, LiYv, white, CuSn VDE0812/9.72 92F569 Bürklin

Z1 - Z6 M2 M2 x 3mm 印刷电路板安装螺钉 Paul-Korth GmbH NIRO A2 DIN7985-H Paul-Korth

Z7 - Z12 M2,5 M2,5 x 4mm SMA 发射器安装螺钉 Paul-Korth GmbH NIRO A2 DIN7985-H Paul-Korth

W1 FR4 兼容 47,5mm X 41,5mm

环氧树脂 560µm; Cu=17.5µm; Ni=5µm; Au=0.3µm 两层双侧

www.isola.de www.haefele-leiterplatten.de

DURAVER®-E-Cu, Qualität 104 MLB-DE 104 ML/2

Häfele Leiterplat-tentechnik

W2 铝

精整过的金属 黄色 Aludine

47,5mm X 41,5mm X

10mm 保养印刷电路板和 SMA 连接器碱金属 --- --- ---

RF 手册, 附录 页码： 13

第 4 版

1.2.4. 印刷电路板

通用头端

解决方案

RF 手册, 附录 页码： 14

第 4 版

1.2.5. 功能描述

1.2.5.1. 工作原理

图 30:多路传输 PA 和 LNA 的 SPDT 的工作原理

加于 RX/TX 控制端上的直流电源通过

L1 和正向偏置的 PIN 二极管 D1 和

D2。直流电流可以通过电阻 R1 调整。

由于结型二极管的工作原理，正向偏置

的二极管 D1 和 D2 有很小的阻抗 Ron。这可以看作为 RF 的短路电路。由于这

个原因，LNA 的输入将被 D2、电容 C4旁路到地。在 LNA 的输入端，C5 将对

DC 起到稳压的作用。根据工作原理，

当 D2 正向工作的时候，可以当作 RF 信

号的短路电路。结果是非常小的天线信

号被 IC1 放大。从功率比 RX/ANT 可以

计算发射机开关 RX-ANT 的隔离度。

C14 对 PA 的输出起到稳压的作用。

微带传输线（uStrip）TL3 的长度设计为 每四分之一波长阻抗为 50Ω的转换。这就

表示了电长度为4λ

=L 。其中λ是所用的

微带线衬底中通带（中心频率）的波长。 如 RF 设计原理中解析的，L/4 线转移阻抗

为：IN

LOUT Z

ZZ2

= 。一侧的短路将引起 L/4

变换器在另外一侧转变为开路的现象。其 数学推导如边上所示。由于这一功能，LNA 输入将被旁路到地。在 TL3 的另外一侧，由于 RX 通道是高阻抗，不能吸收 RF 功率。这就 意味着 RX 通道将被关断并且只有很少量的 PA 功率被漏进 LNA。由于 D1 的低阻抗，PA 的输出 功率几乎无损地传入 ANT 终端。ANT 和 PA 的输出 功率比率 ANT/PA 主要是 TX 开关的插入损耗。

微带λ/4 变换器分析:

传输线(TL):

LZZ

j

LjZZ

ZZ

L

LL

⋅+

⋅+=

β

β

tan1

tan

2

2

1

+

+

=

+

+

=

λπ

λπ

λπ

λπ

Ljx

LjxZ

LZZ

j

LjZZ

ZZ L

L

LL

2tan1

2tan

2tan1

2tan

2

2

1

使 4λ

=L 从而

+

+

=

2tan1

2tan

1 π

π

jx

jxZZ L

∞=

2tan π

=>非定义比率 ∞∞

通过 lim 分析

其中 L=传输线的长度。 续下页…

控制

RF 手册, 附录 页码： 15

第 4 版

1.2.5.2. 详细电路

请注意：直流电源设置 在实验期间，为了防止过压或电源极性错误对参考板的破坏，主板的接线上有一个输入的旁路稳压管

（D7、D8、D9）。在出现错误偏置的时候，二极管将直流终端旁路到地。由于这些原因，请调整直流电

源的限流器同时检查正确的电源极性和电压值。主板上的几个发光二极管直观反映实际工作模式的主板功

能。 SPDT: SPDT 开关由 D1, D2, R1, C4, C3, L1, C2, C1等电路组成。电路 Q3, D6, R7, C18 控制开关的模式。PIN 二

极管的正向电流通过 R1 来设置。C4 将 D2 的负极短路到地。C3 将天线过来的信号耦合到开关并隔离直流

成分。L1 对 RF 来说是高阻抗，但能将直流电流导通到 PIN 二极管。C2 和 C1 短路 RF 残余部分内容。通

过测试点 T3 可以测量通过 SPDT 开关的直流电压。通过 3V 逻辑信号对 Q3 的正确开关操作，D6、D5 以及

Q3 的 B-E 结共同组成了直流电平转换电路。SPDT=LOW 引起的 D5 闪烁，说明了 SPDT 对连接到 PA 输出

端的天线终端的开关操作。C18 对于连接到板上的长线引起的线噪声起到退耦的作用。C5、C10、C14 对

MMIC 起到隔离直流的作用。SPDT 的工作原理基于前述章节的四分之一波长微带线 TL3。当电源电压远

低于 3V 的时候，结型二极管将进入到模拟衰减器模式。 LNA: LNA 的偏置电压因为集电极开路因此和上拉电路兼容。LNA 的电源连接到终端 LN 的 Vcc。C20 和 C15 滤

除开关切换时的尖脉冲、耦合噪声以及线性啸叫。D9 将电压箝位在 3.6V 的 大值。电压超过 3.6V 的实验

室电源将通过一只限流器。其目的是为了保护过压以及 LNA 电路中错误的电源极性连接。R4 是为了建立

LNA 输出电路的偏置工作点。L2 和 C7 的组合形成了 LNA 输出 L 匹配电路。同时，L2 还为 MMIC 的

PIN4 端提供直流偏置。而可选的 R3 能为输出电路建立更宽的频带（Q 值降低）或用来作为阻尼震荡。偏

置点以及增益的调整可以通过 PIN3 控制端的电流来实现。控制电流通过 R2 来调整和限制。C16 用来降低

线噪声。D8 用来防止过压（超过 3.6V）以及错误的电源极性。当 LNctrl=HIGH 时，LNA 被导通到 大的

增益。这可以由发光二极管 D3 来显示说明。

出现在 RX 输出端的剩余的 TX 信号被定义为功率比率 RX/TX，又称为 RX/TX 耦合。 将 PIN 二极管置于关断状态就可以去掉 RX/TX 控制直流 电压。处于这种状态的时候，二极管具有很高的阻抗、很小 的结电容。这是 PIN 二极管另外一个非常重要的特点。这种

偏置模式将会使 IC2 的输出功率被 D2 截止，无法到达 ANT 的终端(TX-PA 隔离或 TX 泄漏)。由于 D2 有很高的阻抗，整

个微带线的确可以看作只有 LNA 的 50Ω输入阻抗。如 L/4 线

数学计算得到的结果，微带线的输出阻抗将等同于另外一侧

的 50Ω阻抗。 由于这个因素，ANT 信号被轻微的传入 LNA 并在 RX 输出

终端表现为低噪声放大的效果。二极管 D1 和 D2 形成了一个

普通的 PIN 开关，并带有两个独立的管脚。这种结构称为单

刀双掷（SPDT）。

jxy

jyx

ZjxyjyxZZ LL

+

+=

++

= 111

( )jxjZ

jxjZZ LL

y

⋅=++

=∞→ 0

0lim 1

21 Z

ZZZ LL ⋅=

2

2

1 ZZZ L=

特殊情况: 断路 ==> 短路; C ==> L 短路 ==> 断路; L ==> C

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介于 0V 到 3V 的电压 LNctrl 可以被用来待机、 大增益以及象 AGC 那样的可变增益。LNctrl 和测试点 T5（通过 R2）之间的电势差能被用来计算通过 PIN3 的实际控制电流。依赖于 R12 阻值的发光二极管 D3 用

来指示实际的 LNA 增益。LNA 的输入阻抗以及 佳的噪声阻抗接近于 50Ω。C5 隔离直流。输入的回波损

耗通过 L4 和 C5 的组合电路（看起来象天线连接端 X1 的谐振匹配）得到优化 PA: 功率放大器 MMIC(IC2)需要一只 4.7V/83mA 规格的电源。串联电阻 R8、R13 和 R14 是为了实现输出电压

以及输出电流的温度稳定性。直流电流通过 L3 供给 MMIC，而且 L3 隔离 RF。泄漏的 RF 通过 C11 短路到

地。通过测试点 T2 可以看到 PA 输出直流电压。元器件 Q1、R10、C19 组成的电路可以关断 PA。电路 Q4, R16, R17 使的 Pactrl 和标准的逻辑 IC 兼容。根据不同的逻辑输出幅度，需要一只上拉电阻。当 PActrl = Logic HIGH 时，D4 闪烁表示功率放大器已经导通。L5 优化输入反射损耗。C10 防止 MMIC 内部输入直流

偏置被连接到 X3 的电路移动。D7 防止 PA 过压工作以及连接点 X5 处 PAVcc 错误的电源极性。

[ANT]-PIN 天线输入 /

输出 [RX]-PIN

LNA 输出

[TX]-PIN 功率放大器输出

BGU2003

BGA6589

BAP51-02

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1.3. “2.4GHz 通用头端参考板”资料表 飞利浦半导体欧洲支持组 电路板规格

2004 年 1 月

BGA6589 2.4GHz 通用头端参考板 BGU2003

BAP51-02

特性： 2.4GHz ISM工作频带 50Ω 母 SMA 连接器 同一块板 LNA，PA 和 SPDT 电源可控制功能 LED 显示工作模式 应用 蓝牙 W-LAN ISM 家庭视频和电视连接 遥控 消费、工业、汽车 描述 参考板是为了应用在高集成度半双工 IC 芯片组前 通用头端电路中。它使用了一个 LNA：SiGe MMIC 放大器(BGU2003)，为了提高接收机的灵敏度； 一个 PA：MMIC 宽带中等功率放大器(BGA6589)， 为了增加发射机发射距离；一个数字控制的天线开关 （SPDT）：通用 PIN 二极管(BAP51-02)，为了将 LNA 的 输入或 PA 的输出混合到通用的天线终端（比如终端电阻 为 50Ω的陶瓷天线）。

管脚布置 管脚 /端口 说明 ANT 双向公用 50Ω 天线 I/O GND 接地线 LNctrl LNA 控制输入 LNVcc LNA dc 电源 RX LNA 50Ω 输出 SPDT SPDT 控制 RX/TX PAVcc PA dc 电源 PActrl PA 控制输入 TX PA 50Ω 输入

图 1: C 版参考板顶视图

RF 手册, 附录 页码： 18

第 4 版

快速参考数据 PAVcc=9V; LNVcc=3V 符号

参数 条件 小

值 典型

值 大

值 UNIT

BW 带宽 受所用滤波器限制 2400 to 2500 MHz

PAVcc 直流电源电压 PA 9 V LNVcc 直流电源电压 LNA 3 V I(PAVcc) 电源电流功率放大器(PA) 端接的所有端口 50W;

PActrl=3V; SPDT=5V 73,2 83,4 86,8 mA

I(LNVcc) 电源电流低噪声放大器(LNA) LNctrl=3V; 端接的所有端口 50Ω; LNVcc=3V 13,9 16,3 17,7 mA

I(SPDT-switch) 天线 PIN 二极管开关 (SPDT) 偏流

端接的所有端口 50Ω; SPDT=0V ≈3,1 ≈3,2 ≈3,7 mA

I(stby) 备用电源电流 I(PAVcc) + I(LNVcc) SPDT=3V; PActrl=LNctrl=0V 0,8 1,2 1,6 mA

LNA receive (RX); 2450MHz 10,7 12 12,8 dB S21 正向功率增益 PA 发射 (TX) ; 2450MHz 14,2 14,5 14,8 dB

2400MHz 3,2 3,3 3,5 dB 2450MHz 3,2 3,3 3,3 dB

NF 噪声系数 LNA PActrl=0V; LNctrl=3V; SPDT=3V 2500MHz 3,3 3,3 3,4 dB LNA 输出; 2450MHz; SPDT=3V +10,5 +11,1 +11,7 dBm PL 1dB 1dB 增益压缩时的输出负载功

率 PA 输出; 2450MHz; SPDT=0V +18,3 +18,6 +18,9 dBm LNA 输出; LNctrl=SPDT=3V; PActrl=0V +21,2 +23,1 +24,2 dBm IP3 输出 3 阶截取点

2450MHz+2451MHz PA 输出; LNctrl=SPDT=0V; PActrl=3V +31,2 +31,6 +32 dBm

LNA = 备用 LNctrl=L 0 V LNctrl LNA = 接受操作 LNctrl=H; LNctrl<LNVcc 3 V PA =备用 PActrl=L 0 V PActrl PA = 发射操作 PActrl=H 3 to 5 V 连接到发射干线的天线 SPDT=L 0 V SPDT 连接到接受干线的天线 SPDT=H 3 to 5 V

注意： 1、 典型值（TYP）是基于 10 块手工制作板的平均测量值。 2、 MIN 和 MAX 值是基于 10 块手工制作板的极限测量值。

1. PL1 是基于 SME03 和 hp8594E（衰减器固定为 40dB）对 10 块手工制作板的测量值。 极限值

符号 参数 条件 小值 大值 单位 PAVcc 直流电源电压 见注 1 0 <10 V LNVcc 直流电源电压 见注 1 0 <3,6 V SPDT SPDT 切换控制 0 PAVcc V LNctrl LNA 功率控制 LNctrl<LNVcc; 见注 1 0 <3,6 V PActrl PA 功率控制 0 tbf V

注意： 1、板连接头上的 LNVcc、 LNctrl、 PAVcc 通过一只连接到地的 Z-二极管保护。如果电源为负或电压达到极

限值将导致很大的电流通过二极管到地。在试验阶段当接错电源极性以及过压的时候这将起到保护作用。

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有源器件的热特性

符号 参数 条件 值 单位 BGA6589, TS≤70 °C; note 1 100 BGU2003 85

R th j-s 从连接点到焊接点的热阻

BAP51-02 350 BC847BW; note 2 625 BC857BW; note 3 625

在自由空气中; 注 4 417

R th j-a 从连接点到周围的热阻

PBSS5140T 在自由空气中;注 5 278

K/W

注意： 1、 Ts 是 4 脚焊接点的温度。 2、 装在 FR4 印刷电路板上的晶体管。 3、 参考 SOT323 标准安装条件。 4、 安装到印刷电路板上的元器件，单边铜，镀锡以及标准脚标。 5、 安装到印刷电路板上的元器件，单边铜，镀锡以及 1cm2集电极安装焊盘。

详细管脚描述

PIN 名称 符号 名称 和功能 ANT X1 天线连接器; 接收输入端 (RX); 发射输出 (TX); 50Ω; RF 双向 RX X2 RX-输出连接器 50Ω; RF 输出 TX X3 TX-输入连接器; 50Ω; RF 输入

LNctrl X4 数字 输入。 LNA 放大器的电源控制: H LNA=ON; L LNA=备用

PAVcc X5 +9Vdc; 功率放大器 (PA 和 SPDT 天线开关的电源电压 GND X6 0Vdc; 所有功能共用

SPDT X7 天线开关的数字 输入.控制 信号: L X1=PA-TX-Output; X3=PA-TX-输入 发射方式 H X1=LNA-RX-输入; X2=LNA-RX-输出 接收方式

PActrl X8 发射 (TX) 功率放大器 (PA)的数字 输入. 电源控制: L PA=OFF; H PA=ON

LNVcc X9 +3Vdc; 低噪声放大器 (LNA)的电源电压

RF 手册, 附录 页码： 20

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功能表 数字逻辑描述

输入 RF-连接器 板上 LED 状态控制

LNctrl PActrl SPDT RX (X2)

TX (X3)

ANT(X1)

D3 (RX)

D4 (TX)

D5 (SPDT)

功能

A B L Fc IN OUT A B H 天线连接到 TX 干线

A B H OUT Fc IN A B L 天线连接 RX 干线

H B C IN Fc Fc H B C 接通 LNA 放大器

L B C X Fc Fc L B C 关断 LNA 放大器

A L C Fc X Fc A H C 关断 PA 放大器

A H C Fc IN OUT A L C 接通 PA 放大器 注意：

1. A, B, C = 可变逻辑电平。可以设定为 L 或 H 值。 2. Fc = 没有改变的功能 3. L = 低电平稳定状态； LED=off 4. H = 高电平稳定状态； LED=on 5. IN = 作为输入的连接器 6. OUT = 作为输出的连接器 7. D3-D5 = 在板 LED 状态。LEDs 表示 RX, TX, ANT 的状态 8. TX rail = 参考板的发射电路 9. RX rail = 参考板的接收电路

数字功能的数学描述：

SPDTLNctrlRXmode ∧=

SPDTPActrlTXmode ∧= LNctrlD3 = PActrlD4 =

SPDTD5 = 逻辑信号的直流电平

符号 参数 条件 小

值 典型

值 大

值 单位

LNA = off = 备用 LNctrl=L 0 V LNctrl LNA = on = RX 操作 LNctrl=H 3 V PA = off = 备用 PActrl=L 0 V PActrl PA = on = TX 操作 PActrl=H 3 V 连接到 TX 干线的天线 SPDT=L 0 V SPDT 连接到 RX 干线的天线 SPDT=H 3 V

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第 4 版

特征数据描述 小值和 大值数据是基于 10 块所研究的手工制作原型板测量得到的。TYP 是对这些板测量得到的数据取

数学平均。LSL 和 USL 是测量的极限值。那些不是在原型板上测量的参数是在机器制作的 120 块板上测量

的。如果一个参数(符号)是在 后间断测试的，那么 LTL 和/或 UTL 是指定的。在这种情况下，MIN、

MAX 以及 TYP 等数据的确列出了 120 块机器制作板的测试结果。 注意： 1、 LTL 和 UTL 是 后的测试极限。 2、 LTL 是终测的 低测试极限。 3、 UTL 是终测的 高测试极限。 4、 小值是 10 块手工制作原型板测量的 小数据。 5、 MAX 是 10 块手工制作原型板测量的 大数据。 6、 典型值是 10 块原型板测量数据的平均值。 7、 好的板子(BIN1)必须在 终的测试极限范围内（LTL ≥ pass ≤ UTL）。 8、 如果 LTL 或 UTL 数据是空的(---)，那么这个参数(符号) 终将不被测试或没有这个极限。 9、 小值、 大值、典型值数据是在 2401MHz、2449.75MHz 和 2498.5MHz 频点处测量的。这是因为测

试是在宽带频率范围之外。终测必须在整频 2400MHz、2450MHz 和 2500MHz 处测量。 10、参考板的数据表不扩张、缩小、影响所用器件的数据表。 静态特性 PAVcc=9V； LNVcc=3V； Tj=室温；所有端口采用 50Ω电阻；除非特别指定。

符号 参数 条件 LTL 小

值 典型

值 大

值 UTL 单位

LNctrl=0V; LNA=off 0,8 1,1 1,5 1,7 mA I (LNVcc) LNA 电源电流 LNctrl=3V; LNA=on 11,6 13,9 16,3 17,7 19,4 mA SPDT=5V; PActrl=0V 0 0,8 1,1 µA SPDT=3V; PActrl=0V 43 56,1 66 66 µA SPDT=0,5V; PActrl=0V 2 2,9 3,3 mA

PA 电源电流=off

SPDT=0V; PActrl=0V 2,3 3 3,2 3,7 3,8 mA

I (PAVcc)

PA 电源电流=on SPDT=5V; PActrl=3V 64 73,2 83,4 86,8 108 mA LNA = 备用 LNctrl=L 0 V LNctrl LNA = RX 操作 LNctrl=H; LNctrl<LNVcc 3 LNVcc V PA = 备用 PActrl=L 0 V PActrl PA = TX 操作 PActrl=H 3 to 5 V 连接到 TX 干线的天线 SPDT=L; ANT=PA(OUT) 0 V SPDT 连接到 RX 干线的天线 SPDT=H; ANT=LNA(IN) 3 to 5 V

注意： 我们研究了几种工艺相同而工作电压不同的标准逻辑系列和微控制。通常 PActrl and SPDT 可以确定高电

平为+3V 逻辑状态。有可能把电源电压增加到 5V（TTL 标准逻辑电平）来稍微改善功率放大器以及天

线开关的一些参数。可以采用上拉电阻来实现精确的输出逻辑高电平。通常无法精确得到逻辑低电平状态

值。参考板上数字部分的电阻必须改变或采用外部集电极开路晶体管来实现。在某些应用中，飞利浦半导

体的集电极开路比较放大器 NE522 或干线运算放大器 NE5230/NE5234 等是令人感兴趣的。

RF 手册, 附录 页码： 22

第 4 版

特性：晶体管的回波损耗 PAVcc=9V； LNVcc=3V；终端电阻 RX=50Ω； LNctrl=3V=on； Tj=室内温度； 除非另外指定。

符号 参数 条件 LTL 小

值 典型

值 大

值 UTL 单位

2400MHz 4 4,4 4,7 2450MHz 4 4,4 4,7

回波损耗输入 TX; PA=off

SPDT=0V PActrl=0V SPDT=TX 2500MHz 4 4,4 4,7

dB

2400MHz 13 14,3 16,1 2450MHz 13,1 14,4 16,3

SPDT=0V PActrl=3V SPDT=TX 2500MHz 13,1 14,4 16,5

dB

2400MHz 15,9 17,3 19,9 2450MHz 17,9 19 20,3

RL IN TX

回波损耗输入 TX; PA=on

SPDT=3V PActrl=3V SPDT=RX 2500MHz 19,3 20,5 21,5

dB

2400MHz 10,9 13,2 15,1 2450MHz 9,5 12 13,7 16,4

回波损耗输出 ANT; PA=on

SPDT=0V PActrl=3V SPDT=TX 2500MHz 9,8 11,9 13,6

dB

2400MHz 8,8 9,9 10,8 2450MHz 8,2 9,4 10,4

SPDT=0V PActrl=0V SPDT=TX 2500MHz 7,7 9 10,1

dB

2400MHz 4,1 9,4 10,7 2450MHz 4,1 9 10,3

RL OUT ANT

回波损耗输出 ANT; PA=off

SPDT=1V PActrl=0V SPDT=RX 2500MHz 4,1 8,6 10

dB

注意：

1、 NWA=网络分析仪，在两个测试点的源功率为-30dBm (20dB-步进衰减器； -10dBm 源)。 PAVcc=9V； LNVcc=3V；终端电阻为 RX=50Ω ； LNctrl=0V=off； Tj=室内温度 除非其他指定

符号 参数 条件 LTL 小

值 典型

值 大

值 UTL 单位

2400MHz 3 4,5 4,7 2450MHz 4 4,4 4,7

回波损耗输入 TX; PA=off

SPDT=0V PActrl=0V SPDT=TX 2500MHz 4 4,4 4,7

dB

2400MHz 11 12,3 14,2 17,8 2450MHz 11,5 12,4 14,3 16,9

SPDT=0V PActrl=3V SPDT=TX 2500MHz 11,5 12,5 14,4 16

dB

2400MHz 15,8 17,2 19,9 2450MHz 17,8 18,9 20,3

RL IN TX

回波损耗输入 TX; PA=on

SPDT=3V PActrl=3V SPDT=RX 2500MHz 19,4 20,3 21,3

dB

2400MHz 10 11,9 13,3 15,7 2450MHz 9,5 11,3 12,6 15

回波损耗输出 ANT; PA=on

SPDT=0V PActrl=3V SPDT=TX 2500MHz 9,2 10,8 11,9 13,2

dB

2400MHz 4 8,3 10,5 2450MHz 4 8,4 10,2

SPDT=0V PActrl=0V SPDT=TX 2500MHz 4 8,1 9,9

dB

2400MHz 8,8 9,3 10,6 2450MHz 4,6 8,9 10,2

RL OUT ANT

回波损耗输出 ANT; PA=off

SPDT=1V PActrl=0V SPDT=TX 2500MHz 4,7 8,6 9,9

dB

RF 手册, 附录 页码： 23

第 4 版

特性：接收机的回波损耗 PAVcc=9V； LNVcc=3V；终端电阻为 RX=50Ω ； LNctrl=0V=off； Tj=室内温度 除非其他指定

符号 参数 条件 LTL 小

值 典型

值 大

值 UTL 单位

2400MHz 8 8 11,5 20,8 2450MHz 8 12,2 16,9 26,4

回波损耗输入 ANT; PA=off

SPDT=3V LNctrl=3V PActrl=0V 2500MHz 8 8,6 15 28

dB

2400MHz 9,7 12,7 15 2450MHz 9,3 11,9 14,1

SPDT=0V LNctrl=0V PActrl=3V 2500MHz 9 11,4 13,4

dB

2400MHz 10,2 12,1 14,2 2450MHz 15,4 20,7 31,8

RL IN ANT

回波损耗输入 ANT; PA=on

SPDT=3V LNctrl=3V PActrl=3V 2500MHz 12,3 15,4 21,4

dB

2400MHz 8 8 9,6 16,9 2450MHz 8 9,8 11,8 18,5

回波损耗输出 RX; PA=off

SPDT=3V LNctrl=3V PActrl=0V 2500MHz 8 11,2 14,4 22,2

dB

2400MHz 3,4 4,5 12 2450MHz 3,1 4,3 11,2

SPDT=0V LNctrl=0V PActrl=3V 2500MHz 2,8 4 10,6

dB

2400MHz 10,4 13,3 19,5 2450MHz 13,6 16,2 20,5

RL OUT RX

回波损耗输出 RX; PA=on

SPDT=3V LNctrl=3V PActrl=3V 2500MHz 12,3 18,2 22

dB

RF 手册, 附录 页码： 24

第 4 版

特性：RX 和 TX 增益、耦合 PAVcc=9V； LNVcc=3V； Tj=室内温度；除非其他指定。 S21(TX) : NWA Port1-IN TX; NWA Port2-ANT;RX=50Ω 匹配 S21(TX/RX): NWA Port1-IN TX; Port2-Out RX; ANT=50Ω S12(TX): NWA Port1-IN TX; NWA Port2-ANT;RX=50Ω 匹配

符号 参数 条件 LTL 小

值 典型

值 大

值 UTL 单位

2400MHz -18,8 -19,1 -19,5 2450MHz -18,7 -19,1 -19,4

SPDT=0V LNctrl=0V PActrl=0V 2500MHz -18,8 -19,1 -19,5

dB

2400MHz 13,2 14,2 14,8 15 16,2 2450MHz 13 14,1 14,6 14,8 15,9

S21 (TX) 正向增益 PA PA=on/off

SPDT=0V LNctrl=0V PActrl=3V 2500MHz 12,8 13,8 14,4 14,6 15,7

dB

2400MHz -18,6 -21,1 -24,8 2450MHz -18,6 -21,1 -24,7

S12 (TX) 反向增益 PA PA=on

SPDT=0V LNctrl=0V PActrl=0V 2500MHz -18,7 -21,1 -24,6

dB

2400MHz 9,9 9,9 11,8 12,4 13,4 2450MHz 10,1 10,3 12,2 12,6 13,8

正向增益 LNA PA=off

SPDT=3V LNctrl=3V PActrl=0V 2500MHz 10 10,3 12,1 12,6 13,6

dB

2400MHz 10,4 11,6 12,8 2450MHz 10,7 11,9 12,8

S21 (RX)

正向增益 LNA PA=on

SPDT=3V LNctrl=3V PActrl=3V 2500MHz 10,5 11,8 12,5

dB

2400MHz -20,7 -21,3 -21,9 2450MHz -20,1 -20,7 -21,1

S12 (RX) 反向增益 PA PA=on

SPDT=3V LNctrl=3V PActrl=3V 2500MHz -19,9 -18,8 -20,9

dB

2400MHz 5,8 7,4 8,7 2450MHz 4,1 7,6 8,5 9,5

S21 (TX/RX) 耦合 TX RX PA=LNA=on

SPDT=3V LNctrl=3V PActrl=3V 2500MHz 5 6,7 7,9

dB

特性：LNA 频带增益输出 PAVcc=9V； LNVcc=3V； PActrl=0V； LNctrl=SPDT=3V； TX=50Ω 匹配; Tj=室内温度; 除非其他指定

符号 参数 条件 LTL 小

值 典型

值 大

值 UTL 单位

148,71MHz ≈-70 314,5MHz -58 -60,7 -65 431,5MHz -50 -52,2 -56 899,5MHz -37,4 -40,2 -44 1903,75MHz -17 -17,7 -25 -31,1 2449,75MHz 11,2 12 12,8 3600,25MHz -7,5 -7,5 -8,9 -10,7 4000MHz -16,8 -17,9 -19,9 5200MHz -18 -27,4 -30

S21 (RX) 正向增益 LNA

5800MHz -20 -24,7 -26,6

dB

RF 手册, 附录 页码： 25

第 4 版

典型性能特性 基于 10 块手工制作的原型板实现：LNVcc=3V; PAVcc=9V; 除非其他指定; Tj=室内温度 1

S21(PA) TX controled by the PActrl at 2449,75MHz

-20

-16

-12

-8

-4

0

4

8

12

16

0 0,5 1 1,5 2 2,5 3V(PActrl)/V

S21/

[dB

]

9 10 78 5 63 4 12

S21(LNA) LNA controled by the LNctrl at 2449,75MHz

-19

-15

-11

-7

-3

1

5

9

13

0 0,5 1 1,5 2 2,5 3V(LNctrl)/V

S21/

[dB

]

9 10 78 5 63 4 12

Port2=ANT;Port1=TX; RX=匹配 Pactrl=var.; SPDT=0V ; LNctrl=0V

管脚 PActrl 控制串联于 PA 的

Vcc 和电源 PAVcc 之间的晶体

管。PActrl 的变化反映 PA 电源

电压的变化。

Port2=RX; Port1=ANT; TX=匹配 LNctrl=var.; SPDT=3V ; PActrl=0V

原型板编号 #...

由 LNctrl 在 2449,75Mhz 控制的 S21（LNA）LNA

由 PActrl 在 2449,75Mhz 控制的 S21（PA）TX

交叉耦合

交叉耦合

RF 手册, 附录 页码： 26

第 4 版

典型性能特性(续) 基于 10 块手工制作的原型板实现：LNVcc=3V; PAVcc=9V; 除非其他指定; Tj=室内温度

S21(LNA) RX controled by the SPDT at 2449,75MHz

-14

-10

-6

-2

2

6

10

14

0 1 2 3 4 5

V(SPDT)/V

S21/

[dB

]

1 2 4

5 6 3

7 8 9

10

S21(PA) TX controled by the SPDT at 2449,75MHz

-12

-8

-4

0

4

8

12

0 1 2 3 4 5V(SPDT)/V

S21/

[dB

]

1 2 43 5 69 10 78

Port2=RX;Port1=ANT; TX=匹配

Pactrl=0V; SPDT=VAR; LNctrl=3V

Port2=ANT;Port1=TX; RX=匹配 Pactrl=3V; SPDT=VAR ; LNctrl=0V

由 SPDT 在 2449,75Mhz 控制的 S21（PA）TX

由 SPDT 在 2449,75Mhz 控制的 S21（LNA）RX

RF 手册, 附录 页码： 27

第 4 版

典型性能特性（续） 基于 10 块手工制作的原型板实现：LNVcc=3V; PAVcc=9V; 除非其他指定; Tj=室内温度

S21(TX==>RX coupling) controled by SPDT at 2449,75MHz LNA=ON

2

6

10

14

0 1 2 3 4 5V(SPDT)/V

S21/

[dB

]

1 2 4 35 6 9 107 8

S21(TX==>RX coupling) controled by the SPDT at 2449,75MHz LNA=OFF

-30

-25

-20

-15

0 1 2 3 4 5V(SPDT)/V

S21/

[dB

]

1 2 43 5 69 10 78

Port2=RX; Port1=TX; ANT=匹配 Pactrl=3V; SPDT=VAR ; LNctrl=3V

Port2=RX; Port1=TX; ANT=匹配 Pactrl=3V; SPDT=VAR ; LNctrl=0V

交叉耦合

由 SPDT 在 2449,75Mhz 控制的 S21（TX RX 耦合）

由 SPDT 在 2449,75Mhz 控制的 S21（TX RX 耦合）

交叉耦合

演示板

演示板

RF 手册, 附录 页码： 28

第 4 版

典型性能特性：统计分布分析 统计是在 120 块由自动机器生产的板上（Rev. C）做的。L=0V; H=3V; LNVcc=3V; PAVcc=9V; Tj=室内温

度；蓝色 = h(x) = 柱状图 (实际测量的数据分布); 红色 = g(x) = 正态分布(理想数学数据评估)

[T10]TX 干线回波损耗；在 2450MHz 时，PA=on;SPDT=TX;LNA=off [T13]TX 干线天线输出回波损耗；在 2450MHz 时，PA=on;SPDT=TX;LNA=off

[T15]RX 天线输入回波损耗；在 2450MHz 时，PA=off;SPDT=RX;LNA=on [T18]RX 输出回波损耗；在 2450MHz 时，PA=off;SPDT=RX;LNA=on

[T21]在 2450MHz 时，PA=on;SPDT=TX [T24]LNA 正向增益，在 2450MHz 时，PA=off;LNA=on;SPDT=RX

RF 手册, 附录 页码： 29

第 4 版

测量得到的噪声图性能解析 BGU2003 数据表中列出了 1.3dB @ 2500MHz 的噪声图。可能有读者会问，为什么板在接收通道上有效的

噪声接近于 3.3dB，这在我的应用中是否可用呢？ 模块图说明的是 RX 通道上主要的噪声模

块。我们必须考虑到无源器件的噪声图和它

的插入损耗是相等的。初次研读 BGU2003 数

据表的时候期望 NF=1.3dB@2500MHz 因为

演示板的设计目标是好的增益和回传，实际

应用中 NF 的值可能会有所增加。我们可以

发现 BGA2003 的增益在所列的 S 参数|S21|=4.325@2500MHz 之外。在飞利浦的文档 AN10173-01 中所列出

的，基于 SPDT 开关的 BAP51-02 的插入损耗<0.65dB。对所用的 RX 带通滤波器，生产商所列出的插入损

耗 大为 1.8dB。这个数据被用来在参考板上做系统噪声图分析。

系统噪声图因子采用 Friis 噪声等式计算：BPFSPDT

LNA

SPDT

BPFSPDTg GG

FG

FFF⋅−

+−

+=11

dBSLNA 72,12)|21log(|10 2 == 861,010 1065,0

==− dB

SPDTG 661,010 108,1

==− dB

BPFG

71,1810 1072,12

==+ dB

LNAG 161,110 1065,0

==dB

SPDTF 514,110 108,1

==dB

BPFF

38,110 104,1

==dB

LNAF 43,2668,0597,0161,1 =++=gF dBFNF g 85,3)log(10 ==

级联增益为： dBLLLL LNABPFSPDTg 3,10=++=

数学计算所得的 NF 比实际测试的要大。其原因可能是滤波器的低插入损耗以及 SPDT 开关和 LNA 的低

NF 值。对 10 块手工制作的原型板测试可得到平均 RX 增益=12dB。如果噪声图分析仪读到异常的 NF 或增

益，（在 RX 输出端和 NF 计的输入端接 6dB 的衰减器可能会有点帮助），这有可能是因为 NF 分析仪输入

端的 Yig 滤波器（Yttrium-Iron-Garnet 钇铁石榴石）和其通带的输出严重失配所造成的。另外，用户能根据

他 后应用电路的需要而采用可选电阻 R5 或 LNA 的匹配电路做试验。 图说明的是在头端参考板

上采用 Friis 噪声规律对一

组芯片组的噪声图所作的

NF 系统分析。调整值大概

是 1.5dB。这意味着

NF>1.5dB 的 IC 芯片组

（红线表示）可以通过参

考板的使用得到改善（蓝

色线表示）。NF<1.5dB 的

IC 芯片组还有高线性增益

（包括头端选择性）的优

点。深紫色曲线说明带

SPDT 和带通滤波器而没有

LNA 的芯片组。蓝色线说

明的是带样片 IC（NF=9dB）参考板的结果

性能。把紫色线和蓝色线

相比，从图中可以非常明

显的看出 BGU2003 的优

点。绿色线说明参考板（大概为 3.85dB）的理论噪声自身值大概为 0dB，这可从深紫色线看出参考板无源

RX 器件的有效 NF 值大概等于 2.5dB。

级联系统噪声系数

RF 手册, 附录 页码： 30

第 4 版

1.4. 参考资料 作者 Andreas Fix RF 分立小信号应用工程师

1) Philips Semiconductors,数据表 BGU2003, SiGe MMIC 放大器 2) Philips Semiconductors,数据表 BGA6589, MMIC 宽带中功率放大器 3) Philips Semiconductors,数据表, BAP51-02,通用 PIN-二极管 4) Philips Semiconductors, Application Note AN10173-01, 2.45 GHz T/R, 如用 PIN 二极管在 蓝牙应用中

作 RF 开关 5) Deutsche Bundespost Telekom, Fachhochschule Dieburg, Physik, Prof. Dr. Lehnert, 1991 6) Telekom, Fachhochschule Dieburg, Hochfrequenztechnik, Prof. Dr.-Ing. K. Schmitt, 1993 7) TFH Berlin, Grundlagen der Elektrotechnik I, Prof. Dr. Suchaneck 8) S. Gerhart, Technische Physik, Formeln und tabellen, Paucke-Verlag, 1983 9) Hoff Seifert, Physik für Fachoberschulen, Schroeder, 1976. S.234 10) www.isola.de;数据表 B-DE104ML, DURAVER®-E-Cu, Qualität 104 ML 11) Telegärtner, J01151A0851 SMA 隔板插座数据表 12) Failure Analysis labor at Rood Technology 13) D. Scherrer, Short Range Devices RFID, BLUBUWB, ASRR, OFCOM -联邦通信办公室,2003 年 2 月

20 日 14) K. Cornett, Submission, Motorola, Inc, 23 March 2003 15) IEEE Computer Society, ANSI/IEEE Std 802.1G, 1998 Edition, Part 5 MAC, ISO/IEC 15802-5:1998(E) 16) COMPARACIONES SISTEMAS MÓVILES POR SATÉLITE COMPARACIONES COSTES,

http://es.gsmbox.com/sattelite/comp-sat.gsmbox 17) Venkat Bahl, ZigBee, 飞利浦业务开发管理部, ZigBee.ppt 18) Dr. Dish Net Edition, www.drdish.com/features/sband.html 19) www. radar.mcgill.ca/s_band.html 20) Raython,数据表, ASR-10SS Mk2 Series S 波段固态一次监视雷达, asr10ss.pdf 21) www.amsat.org 22) Apollo 15 S 波段发射机应答器实验, www.lpi.usra.edu/expmoon/Apollo15/A15_Orbital_bistatic.html 23) Amateurfunk auf der Internationalen Space Station (ISS); www.op.dlr.de/~df0vr/ariss/surrey_d.htm 24) UMTS-Technik, www.handy-db.de/umts_technik.html 25) UMTS Technik FAQ, www.senderlisteffm.de/umtsfaq.html

RF 手册, 附录 页码： 31

第 4 版

附录 B： RF 应用基础 1.1 频谱 1.2 RF 传输系统 1.3 RF 头端 1.4 天线功能 1.5 印刷电路板设计例子： 1.5.1 雏形 1.5.2 印刷电路板 终版 1.6 晶体管半导体工艺 1.6.1 通用小信号双极型晶体管 1.6.2 双多晶硅 1.6.3 RF 双极型晶体管和 MMIC 性能总论

1.1 频谱 射频频谱和波长 每种物质成分都能发射出唯一的频谱波形。这可以通过发射出来的“频率”和“波长”来区分。

由于电磁信号以光速传播，因此他们具有传输波的特点。

人眼可见光的颜色比例

X-射

线

可见

光

红外

光

紫外

光

γ射

线

宇宙

射线

电离辐射

RF 手册, 附录 页码： 32

第 4 版

频带和相应的波长一览表

频带 频率 定义 (英国)

定义 (德国)

波长 h - λ acc. DIN40015 CCIR 频带

VLF 3kHz-30kHz 甚低频 Längswellen (Myriameterwellen) 100km -10km 4

LF 30kHz-300kHz 低频 Langwelle (Kilometerwellen) 10km-1km 5

MF 300kHz-1650kHz 中频 Mittelwelle (Hektometerwellen) 1km-100m 6

1605KHz-4000KHz 边界波 Grenzwellen

HF 3MHz-30MHz 高频 Kurzwelle (Dekameterwellen) 100m-10m 7

VHF 30MHz-300MHz 甚高频 Ultrakurzwellen (Meterwellen) 10m-1m 8

UHF 300MHz-3GHz 超高频 Dezimeterwellen 1m-10cm 9 SHF 3GHz-30GHz 特高频 Zentimeterwellen 10cm-1cm 10 EHF 30GHz-300GHz 极高频 Millimeterwellen 1cm-1mm 11 --- 300GHz-3THz --- Dezimillimeterwellen 1mm-100µm 12

微波子带的研究文献具有很多不同的定义，对于有效的区域很少或者没有描述。基于这个原因，下述的表

内容只是给出一个总的描述而不能作为参考。 源 Nührmann Nührmann www.wer-

weiss-was.de www.atcnea.de Siemens

Online Lexicon

Siemens Online

Lexicon

ARRL Book

No. 3126

Wikipedia

有效性 IEEE 雷达 标准 521

US 军用 频带

卫星 上行链

路 一次雷达 GHz 区域内的

频率 频带 微波频带 --- 卫星和 雷达技术的

划分 频带 GHz GHz GHz GHz GHz GHz GHz

A 0,1-0,225 C 4-8 3,95-5,8 5-6 4-8 4-8 4-8 3,95-5,8 D 1-3 E 2-3 60-90 60-90 F 2-4 90-140 G 4-6 140-220 H 6-8 I 8-10 J 10-20 5,85-8,2 5,85-8,2 K 18-27 20-40 18,0-26,5 18-26,5 10,9-36 18-26.5 18-26,5 Ka 27-40 26,5-40 17-31 26.5-40 26,5-40 Ku 12-18 ≈16 12,6-18 15,3-17,2 12.4-18 12,4-18 L 1-3 40-60 1,0-2,6 ≈1,3 1-2 0,39-1,55 1-2 1-2,6 M 60-100

mm 40-100 P 12,4-18,0 0,225-0,39 110-170 0,22-0,3 R 26,5-40,0 Q 36-46 33-50 33-50 S 3-4 2,6-3,95 ≈3 2-4 1,55-3,9 2-4 2,6-3,95 U 40,0-60,0 40-60 40-60 V 46-56 50-75 50-75 W 75-110 75-110 X 8-12 8,2-12,4 ≈10 8-12,5 6,2-10,9 8-12.4 8,2-12,4

RF 手册, 附件 页码: 33

第 4 版

1.2 RF 传输系统

单工

半双工

全双工

单工

不在同一时间

半双工

开关 开关

同时

全双工

RF 手册, 附件 页码: 34

第 4 版

1.3 RF 头端

下行线路接收部分（RX）

带 PIN-二极管的

天线开关

上行链路发射部分（TX）

接收机天线 接收

频带选择滤波器 低噪声放大器（LNA） 下混频器

发射机天线

功率放大器 频带选择滤波器

发射机

上混频器

低频芯片组

晶体管

RF 手册, 附件 页码: 35

第 4 版

3.4 天线的功能 在标准的应用中，发射机功率放大器的 RF 输出信号通过同轴电缆传输到安装有天线的合适位置。通用

的同轴电缆具有 50Ω 的阻抗(对 TV/Radio 来说阻抗为 75Ω)。在天线和无穷远空间之间的以太物质也有

一定的阻抗。这种以太物质是无线 RF 波从发射机天线到接收机天线的传输媒体。我们需要一个“功率

匹配单元”来把 合适的功率从同轴电缆（比如 50Ω 的阻抗）传入以太（理论上来说阻抗为

Z=120⋅π⋅Ω=377Ω）。这种匹配单元就是天线。它能使同轴电缆的阻抗和以太空间的阻抗匹配。针对不

同的频率和具体的应用需求，我们可以选择许多不同外形和结构的天线。 简单的一种是各向同性的球

形发射天线，这只是数学参考上的一种理论模型。 第二种结构 简单并被广泛使用的天线叫偶极子，或称作为 双极发射天线。它由配置的杆子（发射体）组成两轴。去掉 一端的发射体就成为“垂直单极子”天线，如旁边的图所示。 垂直的单极子发射天线会在发射体的中心形成“圆环形状” 的场。 高度集成的电路以及成本的降低也影响着天线的设计。 基于印刷电路板上条状线形成的 EM 场发射体我们开发 出了一种印刷电路板天线结构，称为“Patch”天线，如旁边 图所示。采用陶瓷来替代环氧树脂介质的确能够缩小 机械尺寸。

RF 手册, 附件 页码: 36

第 4 版

在 LF-MF-HF 应用领域，采用了一种称为铁氧体磁棒 的天线，如旁边图所示。它能将磁场压缩进铁氧体的 中心。这看起来有点像一种有磁性的 RF 场放大器。 线圈看起来像变压器。它们是象频干扰抑制和频道 选择的预选 LC 电路的一部分。这种调谐器是至少有 40 年历史的老式 Nordmende Elektra 真空管无线电 技术的零配件（本文作者一直在用）。在焊接点前面 放置的单片微波集成电路（BGA2003）是为了说明 尺寸的大小。 ^ 406-512MHz 对数调谐驻波天线

900t 有一个 L 波段微波天线的反射点， 50MHz—10GHz 天线位于碟形天线 中心上方 137m 的地方。这是一种直径为 305m，深度为 51m的 SETI@home接收

机的碟形天线。接收机就放在其焦点上。为了能实现低噪声工作，采用液态的氦

将接收机冷却到华氏 50K 的温度。这是搜索来自于地球外智能发射的信号所必需

的。采用峰值输出功率为 2.5kW 的稳定调速管放大器就可以实现响应。（电源为

120KV/4.4A）

ECC85 铁氧体磁棒天

线 调谐电容

器

BGA2003

传播

碟形天线

150m

UHF 宽带盘锥形天线

BGA2003

RF 手册, 附件 页码: 37

第 4 版

1.5 印刷电路板设计例子 低频设计 （频率为几十 MHz） RF 设计 （频率为几十 MHz 到几百 MHz） 微波设计 （频率为 GHz 范围）

1.5.1 印刷电路板设计原型

F 到 VHF 频段原型）接收机头端： 正面一侧接地，反面手工线形成了一个 144MHz 的

双精度 Superhet 接收机和 10.7MHz + 455KHz 的

中频接收。.

HF 频段范围 （原型）正面一侧接地，反面手工线形成了一个 3级短波天线放大器

RF 手册, 附件 页码: 38

第 4 版

1.5.2 印刷电路板 终版本

VHF/UHF 频段范围： TV 调谐器：使用在 PCP 以及开关（过去的）上的高速器

件，有时候还应用在 RF 的原型技术中。

UHV/SHF 频段范围： 应用在卫星微波头端的微带线技术

VLF 到 SHF 频段范围： 来自于 Philips 半导体微带线技术的演示板

BGA2001 和 BGA2002

RF 手册, 附件 页码: 39

第 4 版

1.6 晶体管半导体工艺

1.6.1 通用小信号双极型晶体管 晶体管由三个不同层构件而成： 高掺杂的发射极层 中掺杂的基极层 低掺杂的集电极层 高掺杂的衬底只是作为载流子和导体 在装配的时候，把晶体管管芯用胶水或共熔的焊锡 粘到无引线框架中。采用超声波焊接技术的邦定线 （一般是金或铝材料）把发射极和基极连接到无引 线框架中。

NPN 晶体管横截面

Die of BC337, BC817 的管芯

SOT23 标准引线架

外延层：

衬底

集电极

发射极 基极

RF 手册, 附件 页码: 40

第 4 版

1.6.2 双多晶硅 为了实现更好的性能，对于 新基于硅技术的双极型晶体管和 MMIC，飞利浦开发出了双多晶硅工艺。 移动通信市场和甚高频都需要低压、高性能、RF 宽带晶体管、放大模块以及 MMIC。双多晶硅扩散工

艺充分利用远优于现有双极型技术的先进的晶体管技术。 双多晶硅 RF 工艺的优点： 高频（>23GHz） 高功率增益，比如 Gmax可以达到 22dB/2GHz 低噪声 高反向隔离 匹配简单 低电流损耗 低压优化 高效率 高度线性 散热性能好 MMIC 集成度高（SSI= Small-Scale-Integration 小规模形成） 应用 蜂窝和无绳市场、低噪声放大器、混频器以及工作在（1.8GHz 或更高频率）的功率放大器电路、高性能的 RF 头

端、寻呼机以及卫星电视调谐器。 采用双多晶硅工艺生产典型产品有： MMIC 家族 BGA20xy 和 BGA27xy 第 5 代宽带晶体管 BFG403W/410W/425W/480W RF 功率放大器模块 BGY240S/241/212/280

现有先进的双极型晶体管

使用双多晶硅时,一个多晶硅层用于扩散和连接发射极,而另一个多晶硅层用于接触基区。集电极通过埋层引到

芯片的顶部。 与标准晶体管一样，集电极通过背侧衬底引出并连接到

引线框上。

基极 发射极 基极

集电极

氧化物 外延层

衬底 集电极基极

发射极基极

氧化物

衬底

埋层

P+多晶硅 n+多晶硅

RF 手册, 附件 页码: 41

第 4 版

1.6.3 RF 双极型晶体管和 MMIC 性能总览

RF 手册, 附件 页码: 42

第 4 版

附录 C： RF 设计基础 1.1 基本原理

1.1.1 频域和时域 1.1.1.1 频域工作原理 1.1.1.2 时域工作原理 1.1.2 RF 波 1.1. 3 反射系数 1.1. 4 理想和实际无源器件的差异 1.1.5 Smith 图

1.2 小信号 RF 放大器参数 1.2.1 晶体管直流微波参数 1.2.2 s 参数定义 1.2.2.1 二端口网络定义 1.2.2.2 三端口网络定义

1.3 RF 放大器设计基本原理 1.3.1 MMIC 的直流偏置点调整 1.3.2 晶体管直流偏置点调整 1.3.3 增益定义 1.3.4 放大器稳定性

参考

1.1 RF 基本原理

1.1.1 频域和时域

1.1.1.1 频域工作原理 典型的测试工具

低成本 PC 喇叭发出的金属声和失真声音

音频分析仪（测量音频信号的质量，象噪声和失真等） FFT 频谱分析仪（从几 Hz 到几 MHz 的中频范围） 调制分析仪（研究 RF 的调制，比如 AM、FSK、GFSK 等） 频谱分析仪（显示信号频谱的质量，比如噪声、互调、增益等） 数学上的 FFT 变换算法是将周期性的时域信号性能转变入频域中进行分析。对于单触发信号可以用

Fourier 积分变换。在机架上的测试可以用频谱分析仪或 FFT 分析仪（Fast Fourier Transformation 快速

傅立叶变换）。采用频谱分析仪将待测试的设备频谱进行扫描（比如采用调谐滤波器），然后在某个检

波器（象带有磁场强度显示的周期性调谐无线设备）中进行测量。FFT 分析仪本质上是能完成 DSP（数字 Signal Processor 数字信号处理器）功能的计算机。这种 DSP 内建有能非常快速解决象 DFFT（Discrete Fast Fourier Transformation 离散快速傅立叶变换）这样算法问题的硬件电路。这种 DFFT

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算法能计算输入信号频谱的频率。今天的移动设备采用 DSP 处理器来实现基带或中频处理、声卡或计

算机、工控机、通信接收机、电机控制以及其他复杂的信号处理功能。 在 RF 和微波应用中，对测试技术来说频域是非常重要的，因为示波器无法显示很高频率的信号、探针

阻抗将带来额外的负载、输入的电容还会引起信号去谐。而频谱分析仪有更好灵敏度、更宽动态的频率

范围以及 50Ω/75Ω宽带输入。 例子：一台示波器能同时显示 小信号和 大信号之间（动态范围为 20dB）电压比率为 10 到 20 的信

号。而 RF 频谱分析仪能同时显示（动态范围>>60dB） 大信号和 小信号强度比率达到 106功率信号

（电平）。频谱分析仪能同时精确的以对数的方式显示输入和输出信号。一台示波器（线性显示）中可

以在整个量程中设置输出信号的幅度，使得你有可能观察到输入信号轴上噪声的纹波。现代典型的示波

器工作频率可以达到几个 GHz。特殊功能的频谱分析仪可以对频率达到 100GHz 的信号进行分析。 .

1.1.1.2 时域工作原理 典型的测试平台和应用： PC 计算机喇叭的启动呼叫

示波器（显示信号随着时间的变化情况） RF 发生器（产生非常纯净并有各种调制选择的正弦波测试信号） 时域反射计分析仪（TDR）（比如分析电缆的中断情况） 时钟恢复电路的抖动 眼图 时域中幅度的变化可以根据显示器上的时间变化观察到。象温度漂移、振荡器老化或地震活动等非常慢

速的活动可以通过特殊的绘图仪实时的打印在纸上。快速变化的活动通过显示器显示比较好。采用储存

显像管（历史上）或内建的数字存储器（RAM）能够将信号储存到示波器的显示屏幕上。在时域中可以

分析或修改不同信号源的不同相位或时间独立的活动。 在 RF 应用中显示器显示解调活动、基带信号或 CPU 的控制功能。示波器的优点是其探针有很高的阻

抗。其不足的地方是几个 pF 的输入电容将会引起电路的高频 AC 负载，这将影响 RF 电路的测量并引起

现有测量数据的失真。

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混频器的主要功能是对信号进行叠加，所以它一直是非线性器件。RF 信号在输入端必须是线性的。混

频器的第 3 级截取点（IP3）性能决定了处理的 RF 信号和引入的非线性量的品质。 举例说明在频域和时域中的电路应用： 问题：在短波 49m 波段接收来自于频点在 6030kHz 的德国发射机 Mühlacker 商业无线广播节目 SWR3。这种发射机的输出功率为 20000W。混频器设计采用 455kHz 的中频放大器。参考：http://www.swr.de/frequenzen/kurzwelle.html 系统本振设计：LO = RF + IF = 6030 kHz + 455 kHz = 6485 kHz 像频设计在：IRF = LO + IF = 6485 kHz + 455 kHz =6913 kHz 合适的混频器设计是 IF 和 RF 具有中等的增益而对传输到 IF 端口的 RF 和 LO 进行衰减。作为一个例

子，我们选用 BFR92 器件。这只晶体管还可以应用在 FM 无线电、电视、ISM433 以及其他应用的高频

混频器设计。 如上公式所示的，RF 信号和 LO（本振）信号混合产生中频输出。 为了增加混频器的增益，需要改变几个器件的参数值。这个电路仅仅是为了说明为目的的理论上的例

子。更进一步的优化还需要研究。例子中的输入信号源 V6 和 V7 是串联的。在实际应用中这可以用变

压器来替代。电路采用 Pspice 工具进行仿真，设置如下：Print Step=0.1ns; Final Time=250µs; Step Ceiling=1ns。实际应用中在频率小到 400kHz 频谱分析的时候，这么长的仿真长度和优化设置是需要

的。

图 1: 无 IF 谐振电路的混频器电路

电源

集电极

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下表显示R8变化的时候对输出频率为 455kHz 的混频器增益的影响。

R8 6k 7k 8k 9k 10k 15k 20k 25k 455KHz 0.32mV 2.21mV 3.37mV 3.66mV 3.62mV 2.33mV 1.43mV 1.44mV

12515KHz 0.29mV 2mV 2.94mV 3.11mV 2.97mV 1.52mV 0.83mV 0.5mV 试验中为了得到 佳的输出幅度，我们选用 R8 = 9 kΩ。

图 2: 时域段中的混频器

图 3: 频域段中的混频器

集电极

混频器谐波

集电极

集电极 频率

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Mixer ouput signals for different tank circuit L and C values

0.1

1.0

10.0

100.0

1000.0

234 350 509 744 1060 1590 2332 3498

Xtank/Ohm

V/m

V

1

10

100

1000

10000

L1/u

H; C

3/pF

V(455KHz)/mV V(6484KHz)/mV V(12515KHz)/mV V(12968KHz)/mVQ (SMD 1812-A) Q (Leaded BC) L1/uH C3/pF

图 4: 混频器输出电压与振荡电路特性谐振阻抗 进一步研究的是能得到的 IF 带宽。窄的 IF 带宽降低了解调信号的保真度但能改善和噪声相关的一些问

题以及接收机的选择性。

图 5: 带振荡电路的混频器

不同的振荡电路 L 和 C 值的混频器输出信号

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本章节用图例介绍时域和频域中的混频器工作。图例说明的电路设计通过反复试验并采用长时间仿真设

置的 CAD 程序辅助设计。更佳的方法是采用设计优化、对需要的数值进行准确计算、再进行 后的

CAD 优化。器件必须精确的指定（s 参数），对计算机模拟来说还需要器件模型（比如二端口线性模型

网络）。使用时域中具有不同算法的模拟器可以加快仿真速度。飞利浦半导体提供小信号分立元器件的

S 参数。在 RF 应用中重要的是 佳的功率传输，因此我们必须考虑互连级电路的匹配质量以及合适的

发射系数。这将在下一章处理。请注意飞利浦半导体提供的 50Ω输入阻抗的单片微波集成电路(MMIC)混频器 BGA2022。这只器件内建有偏置电路并有很好的增益和线性特性。

1.1.2 RF 波

RF 电磁（EM）信号向外传输就象一颗石头扔到池塘里产生的波一样。电磁波也遵循广泛应用着的光信

号原理。在各向同性没有外界干扰的真空中 EM 波传输的速度为 Co=299792458 m/s。如果 EM 波在大

地、线或没有空气的电介质传输的时候其速度将会降低。

reff

OCvε

= εreff 是传输媒介的介电常数。

利用ν我们可以计算出波长：fv

=λ

例子 1：计算电磁波在采用 FR4 环氧树脂的印刷电路板板中的速度以及在一颗集成电路的金属电介质半

导体电容器中的速度。 计算：在金属电介质半导体电容器中的电介质可以是 SiO2或 Si3N4。

smsmCv

reff

O /1078.1396.4

/299792458 6⋅===ε

FR4 εreff=4.6 v=139.8•106m/s SiO2 εreff=2.7-4.2 v=182.4•106m/s 到 139.8•106m/s

Si3N4 εreff=3.5-9 v=160.4•106m/s 到 99.9•106m/s

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例子 2：计算工作在 49m 波段频点为 6030kHz 的商业 SW 无线广播节目 SWR3 在空中的波长以及在 FR4的印刷电路板中的波长。 计算：介电常数εreff 接近于真空中的数值 εreff ≈ 1 ν = cO

在空中的波长为： mKHz

smf

COair 72.49

6030/299792458

===λ

在例 1 中我们取 FR4 的介电常数为： εreff = 4.6，得到波长 ν=139.8•106m/s。而在印刷电路板板

中的波长为：λFR4 = 23.18 m。 正向传输的波由源发射入传输媒体（无论是以太物质、地层、电介质、导线、微带线、波导或者其他媒

介）并传到媒介物另外一端的负载中。在两种不同媒介材料的节点处，一部分正向传输的波将被反射回

发射源。余下的部分波将继续向负载方向传输。

图 6: 具有不用阻抗 Z1-Z3 的线路之间的多次反射 图 6中正向传输的主波（红色表示）在不同阻抗值（Z1、Z2、Z3）的材料处引起反射。如图所示的，

被反向反射回来的波（绿色表示）又能被反射入朝着负载传输的正向传输波中（图 6中用紫色表示）。

不同电介质媒体之间得到最佳匹配的时候将不会发生信号反射现象，向前传输的是最大的功率。在不同

阻抗线或断线之间引起的反射值取决于反射系数。这将在下一章节介绍。

反向传输波

正向传输波

节点 节点 节点 节点

负载源

损耗 损耗 损耗

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Diagramm: Wavelength vs. Frequency in Vacuum (Air)

1

10

100

1000

1 10 100

1.00

0

10.0

00

100.

000

1.00

0.00

0

MHz

Wav

elen

gth

例子：选择您的工作频率（ISM433），那么在交叉点（蓝色表示），您可以得到波长（70cm）。

[m]

[mm]

[µm]

图：在真空（空气）中波长与频率的关系曲线

波长

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1.1.3 反射系数

正如前面讨论的，在线阻抗不连续或不匹配的节点处正向传输的部分波将被反射。只有一部分正向传输

的波（到达负载部分）才被负载吸收和处理。波在电介质媒体中传输的速度取决于传输波的频率，因此

波到达负载端的时间相比波在真空中传输要滞后（相移）。数学上这种行为采用复杂的高斯空间的向量

模型表示。在传输媒体（或线）的任何位置，具有不同幅度和相延时的波前是外差的。结果导致沿着线

传输的波包看起来在 大值和 小值之间波动。 大值之间的相位差和 小值之间的相位差相等。这个

距离为半个波的长度或λ/2（或者等于 180°的归一化相位）。 举例：在受到波源驱动的失配线终端将会产生驻波。沿着传输线的某个固定位置将导致 小或 大的信

号值。计算基于 FR4 材料印刷电路板工艺的蓝色 tooth 信号在两个 坏电压点之间的大概距离。 计算：假定信号在 FR4 中传播的速度为：v=139.8⋅106m/s

波长为： mmGHz

smf

v

BT

FRair 24.58

4.2/1078.139 6

4 =⋅

==λ

大值和 小值之间的距离称作为四分之一波长，或λ/4（也叫做 90°归一化的相移）。

在 FR4 中 小值和 大值之间的距离为： mmmm 56.144

24.584 ==λ

→在 低处我们有 小的电压，但电流 大； →在 高处我们有 大的电压，但电流 小； →在 大和 小电压（或电流）之间的距离为四分之一波长。

反射系数定义为正向传输波的电压和反向传输波的电压比率：

反射系数：)(

)()(

xf

xbx U

Ur =

反射损耗或回传损耗： )()()( loglog20log20 xfxbxdB UUdBrdBr −=⋅=

系数“（x）”表示沿着线分布的不同的反射系数。这是由于沿线分布的驻波引起的。从反射损耗值

（dB 为单位）可以看出正向传输波中有多少波被反射。

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50Ω RF 器件的输入反射性能通常由电压驻波比率（VSWR）或称为 SWR 的参数来指定。

VSWR：min

max

UUVSWRSWRs === 匹配因子：

sm 1

= 实际应用中要求：VSWR>1。

VSWR 的一些典型值： 开路或短路线引起 100%的失配：r = 1 以及 VSWR = ∞ 优化匹配线（理论上）：r = 0 以及 VSWR = 1 在所有的实际应用中“r”在 0 < r < 1 之间变化以及 1 < VSWR < ∞。

计算反射因子：11

)( +−

==SWRSWRrr x

进行一些数学处理：

1

1

min

max

min

max

+

−=

UUUU

r 导致：minmax

minmax

UUUUr

+−

=

一些阻抗（比如负载）的反射系数导致：O

O

ZZZZr

+−

=

其中 Zo 为虚拟的系统阻抗（50Ω, 75Ω） 如前所述的，驻波沿着传输线引起不同幅度的电压和电流。在某个固定点（x），阻抗是这两个参数的

比率：)(

)()(

x

xx I

VZ = 。这就意味着线长为 L、在线端（x=L 处）失配负载为 Z(x = L)的情况下，在源端（x=0

处）可以得到基于线长的阻抗为：)0(

)0(

)()0(=

===x

x

f IV

xZl

例子：有几个可以用在微波设计中的特殊例子（窍门）。数学上线的长度可以表示为4λ

=l 而阻抗 ZL是

四分之一波长的转变器。

4λ -阻抗转变器:

)0(

2

)(=

= =x

Lx Z

ZZ l

这可以在基于 p-i-n 二极管开关的 SPDT 中采用或在直流偏置电路中采用，因为 RF 短路（好象一只大电

容）在低阻值的直流通路上将被转变为无穷大的阻抗（在理想情况下）。

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正如图 6 显示和 RF 传输波基本原理中说明的，匹配性能、反射和独立线的性能将影响测试结果，这是

由于沿线的阻抗转变引起的。由于这一限制，每个测试都必须通过精确的校准。 RF 校准参考例子如下： - Open - Through - Short - Sliding Load -匹配 建立的校准工可以消除可能被无意识的换线、连接头的断开以及类似的测试干扰问题等。这将预防待测

试器件（DUT）的参数测试免于机械测试配置所带来的影响。 举例： a)确定 MMIC 宽带放大器 BGA2711 在 2GHz 频率时输入的 VSWR，器件基于数据手册特性。 b)这个 VSWR 在理论上将引起哪中类型的阻抗？ c)在 50Ω同轴电缆线的四分之一λ处测量的输入回传损耗是多少？ 计算：BGA2711 在 2 GHz: rIN = 10dB

11

+−

=SWRSWRr 1−=+⋅ SWRrSWRr

rrSWR

−+

=11

3162.01010 2010

20 ===−−

dBdB

dBrdB

r

92.13162.013162.01

=−+

=INSWR O

O

ZZZZr

+−

= OO ZZrZrZ +⋅=⋅− rrZZ O −

+=

11

比较: rrZZ O −

+=

11

和 rrSWR

−+

=11

SWRZZ O ⋅=

四分之一波长的转变器将器件阻抗转变为：

ZIN1=96.25Ω Ω=Ω

Ω== 97.25

25.9650 22

IN

OEnde Z

ZZ 以及 ZIN2=25.97Ω 96.25Ω

结论： 在频率为 2GHz 的时候，BGA2711 提供 10dB 输入回传损耗或 VSWR=1.92。这个反射可以由 96.25Ω的

电阻或 25.97Ω阻抗产生。当然，如果考虑电感和电容值的所有组合将有可能导致无穷大的结果。在频

率为 2GHz 的时候采用非 50Ω电缆测量四分之一波长处的阻抗将导致极大的错误，因为 Zin1 = 96.25Ω 看起来象 25.97Ω而二级 Zin2=25.97Ω看起来象 96.25Ω。

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如上例所说明的，不用通过任何计算就可以看出 VSWR（或回波损耗）和器件输入匹配质量的关系，但

没有说明它真实（矢量）的性能（没有相位信息）。RF 放大器详细的数学网络分析取决于器件的输入

阻抗和输出负载（S12）。器件的输出阻抗取决于源阻抗驱动的放大器（S21）。由于这些相互依赖关

系，线性小信号网络中 S 参数的使用产生了可靠、精确的结果。这一 S 参数理论将在下述章节中陈述。

Reflection Loss Conversion Diagram

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

4,5

5

5,5

6

1 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40

Return Loss / [dB]

VSW

R

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

Ref

elct

ion

Coe

ffici

ent /

[%] a

nd Z

min

, Zm

ax /

[Ohm

]

例子：选择您感兴趣的回波损耗（10dB）。沿着深绿线您可以找到 VSWR(=1.9)，沿着深蓝线您可以找到反射系数

(r=3.2)。沿着淡绿虚线（Zmax≈96Ω）或沿着淡蓝虚线（Zmin≈26Ω）您可以发现两个（100%电阻）的失配点。更进

一步细节请参看前面数学计算的应用例子。

反射损耗转换图

反射

系数

和

回波损耗[Db]

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1.1.4 理想无源器件和实际器件时间的差异 实际器件工作在甚高频的时候会产生所谓的寄生效应。 电阻：有寄生电感作用，功能像低通滤波器。 电感：有寄生电容和寄生电感作用，功能就像一个带自激的阻尼并行谐振电路。 电容：有寄生电感和寄生电阻作用，功能像带有串联谐振频率（SRF）的阻尼储能电路。 电感和电容的寄生电阻将引起自激。

图 7: 无源集总元件的等效模型 在上述的 SRF 中可以采用无源器件，但必须严格计算参数值。SRF 中的电容就像具有直流模块功能的电

感。

电阻模型

电容模型

电感模型

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1.1.5 Smith 图

如前面章节中某个例子所说明的，半导体的阻抗是因为有阻抗器件以及由于相移和寄生引起的有源部分

的组合。在频域中采用矢量数学表达式可以对 RF 进行很好的分析。

对象 变为 频域 电阻器 R °+⋅= 0jeRR 电感 L °+⋅⋅=⋅+= 90j

L eLLjX ωω

电容 C °−⋅⋅

=⋅

−= 9011 jC e

CCjX

ωω

频率 f f⋅= πω 2

复合选择器 j °+=−

=−=+ 9011 jej

j

RF 分析中一些有用的基本矢量代数学： 复数阻抗： ( )ϕϕϕ sincosImRe jZeZZjZZ j −⋅=⋅=+=

ϕsinIm ZZ = ; ϕcosRe ZZ = ;

ϕϕ

cossintan =

ZZ

ReImtan =ϕ ; with t⋅= ωϕ

所用的角 极坐标符号 所用的模 笛卡尔（正交）符号

其他类似的问题也采用相同的规定。

比如：综合反射系数：)( fb

f

bj

f

bj

f

jbj e

UU

eUeU

err ϕϕϕ

ϕϕ −⋅=

⋅

⋅=⋅=

特殊情况： 电阻失配: °= 0)(Rϕ 反射系数: °= 0)(rϕ

电感失配: °+= 90)(Lϕ 反射系数: °+= 90)(rϕ

电容失配: °−= 90)(Cϕ 反射系数: °−= 90)(rϕ

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在 Gaussian 区（极坐标图）中允许制作正交的两维矢量图。

Im ReZ ImZ ZZ Re

电阻性-轴

电抗性-轴 在应用中 RF 设计者们尽力想保持大概 50Ω的阻抗。极坐标图的原点为 0Ω。在 RF 电路中有可能会出现

相对比较大的阻抗，但为了 大的功率传输我们必须通过特殊的网络设计来尽力保持 50Ω的阻抗。事实

上我们没有必要知道非常小或非常大阻抗的精确值。由于纸张尺寸的限制，极坐标图无法同时精确地显

示大阻抗和 50Ω阻抗区域。

在 Re 线上的点为 100% 电阻性 在 Im 线上的点为 100% 电阻性 在 Re 线上方的一些点为电感性 + 电阻性 在 Re 线上方的一些点为电容性 + 电阻性

0° 180°

Bell 实验室的工程师 Mr. Phillip Smith 利用这种情况在 1930年开发出了一种称为“Smith”的图。图的原点在 50Ω处。

在实轴的左端为 0Ω，实轴的右端为∞Ω。虚部(虚轴或 Im-Axis)作用在 100%的电抗（L 或 C）处。接近于 50Ω的原

点是高阻抗作用区。远离图中心的地方是预测解决点，其

错误也相应提高。标准 Smith 图只是显示正电阻，半径为

1（r=1）。不稳定状态（比如震荡）会产生负电阻，居于

单位半径外边。在这个非线性比例的图中，Re-Axis 上无

穷远点理论上相当于 Smith 图中的 0 点。数学上这可以用

Smith 图中的单位园来表示。位于园上的所有点是反射系

数为 1 的工作点（100%失配）。所有正的 L/C 和电阻的组

合在数学上可以由 Smith 图上单位园内极坐标反射系数来

表示。Smith 图是变换了的线性比例极坐标图，因此我们

可以 100%的使用极坐标理论。因为非线性比例，所以迪

卡尔坐标图规律已经被改变，

∞Ω 0Ω

开始 停止

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特殊例子： 在水平轴上方的点表示感性器件的阻抗（0° < ϕ < 180°）； 在水平轴下方的点表示容性器件的阻抗（180° < ϕ < 360°）； 在水平轴上（纵坐标）的点表示 100%电阻（ϕ = 0°）； 在垂直轴上（横坐标）的点表示 100%的电抗（ϕ = 90°）； 图 8: BGA2003 输出斯密斯图 (S22) 图说明的是 0 阻抗以及无穷大阻抗的特殊例子。上半圆是电感区，下半圆是电容区。原点是 50Ω的系统

参考点（ZO）。为了更好的灵活性，图上表示的数值都将由 ZO归一化。

归一化阻抗关系：o

xnorm Z

ZZ = ZO = 系统参考阻抗 (比如 50Ω, 75Ω)

例子：将 100Ω 和 50Ω电阻在 BGA2003 输出的 Smith 图中表示出来。 计算：Znorm1=100Ω/50Ω=2; Znorm2=25Ω/50Ω=0.5 结果： 100Ω电阻位于水平轴 2 处。 25Ω 电阻位于水平轴 0.5 处。

确定反射系数大小()的定标

法则 (矢量距离)

Z=0Ω Z=∞Ω

L-区

C-区

100Ω

25Ω

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例子：以下所列的三个电路中，电容和电感由设计频率为 100MHz 的阻抗来表示。计算元器件的参数

值。并将阻抗在 BFG425W 输出的 Smith 图中画出来。 电路: 结果

计算： 情况 A (纯电阻)

从电路可以得到 Ω+Ω= 2510 jZ A ; nHMHz

L 8.39100225

1 =⋅

Ω=

π

Z(A)norm = ZA/50Ω = 0.2 + j0.5 将它们画于 Smith 图中。 情况 B(纯电阻和可变电抗---可变电容)

从电路中可以得到 25)Ω to10(10 jZ B +Ω=

159.2pF topF7.63)25 to10(1002

1=

Ω⋅⋅=

MHzCB π

Z(B)norm=ZB/50Ω=0.5-j(0.2-0.5) 将它们画于 Smith 图中。

情况 C （纯电阻和可变电抗—可变电感） 从电路可以得到 Ω+= 25)50Ω to25Ω( jZC ;

79.6nH to9.8nH31002

50) to25(=

⋅Ω

=MHz

LC π

Z(C)norm=ZC/50Ω=(0.5-1)+j0.5 将它们画于 Smith 图中

基本公式:

CXC

⋅=

ω1

ωLXL =

f⋅= πω 2

设计频率：

情况 A

情况 B

情况 C

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例子 2：根据数据表计算 BFG425W 在 3GHz 频率点的输出反射系数（S22）。

计算输出回波损耗以及输出阻抗。补偿阻抗的有源部分。 计算：通过采用极坐标图中的矢量反射系数这种改进的方法来读 Smith 图中的数据。 过程：1）利用机械的方法来测量从图起点到

3GHz（矢量距离）的标量长度。 2）在图的右边画着 0 到 1 的比例尺。

根据它可读得等效的比例标量长度 |r| = 0.34。

3）测的角度∠(r) = ϕ = -50°。在矢量 坐标图中写反射系数 °−= 5034.0 jer

归一化阻抗： °−=−+

= 5.30513.111 j

O

err

ZZ

BFG425W 的输出和电路 65.2Ω 于 1.38pF 串联电容等效。没有补偿的输出回波损耗为： RLOUT= -20log(|r|)=9.36dB 结果导致 VSWROUT=2。

我们采用电抗的共轭合成来对阻抗的有源部分进行补偿：

Xcon=-ImZ = --j38.4Ω = +j38.4Ω 结果导致 nHGHz

L 2324.38

=⋅

Ω=

π

一只 2nH 的串联电感可以补偿容性电抗。

新的输入反射系数计算如下： 132.0502.65502.65

=Ω+ΩΩ−Ω

=r

输出回波损耗、补偿如下：RLOUT= -20log(0.132)=17.6dB 结果导致 VSWROUT=1.3 请注意：实际情况中输出阻抗是输入电路的函数。输入和输入匹配电路由稳定性要求、需要的增益和噪

声匹配来定义。这是采用网络分析仪在 S 参数的基础上进行的研究。

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第 4 版

1.2 小信号 RF 放大器参数

1.2.1 小信号 RF 放大器参数 在小直流电流和电压情形，我们可以假定一只晶体管就像在输入电路的基-射极有二极管箝位作用的压

控电流源。根据这种模型，晶体管可以由大信号直流参数，比如直流电流增益（B, ß, hfe）、 大功

耗、击穿电压等因素决定。

在音频范围内增加频率的时候，晶体管参数会产生独立于频率的相位移动和寄生电容效应。为了描述这

种效应，引用了小信号 h-参数。这些混合参数取决于在一个端点处测量而在另外一个端点处开路或短路

（标准）使用的电压和电流。 h-参数矩阵如下等式所示。

h-参数矩阵：

∗

=

2

1

2221

1211

2

1

ui

hhhh

iu

将频率增加到 HF 和 VHF 的范围，开路端口由于杂波的辐射而变得不稳定。这将导致接收错误。由于这

种现象开发了 y-参数。它们也是测量的电压和电流，但只是采用了“短路”标准。在频域中这种短路逼

近场有更加精确的结果。Y-参数矩阵如下所示。

y-参数矩阵：

∗

=

2

1

2221

1211

2

1

uu

yyyy

ii

进一步增加频率，短路引起的寄生电感带来了问题。另外，电压、电流和相位的测量是很有技巧性的。

开发的散射参数或 s-参数是为了测量正向或反向传输播以确定晶体管接线端（或端口）的反射系数。S-参数矩阵如下所示。

s-参数矩阵：

∗

=

2

1

2221

1211

2

1

aa

SSSS

bb

T

BE

VU

COC eII ⋅= E

Te I

Vr ='

热电压: VT=kT/q≈26mV@25°C ICO=集电极反向饱和电压

低频电压增益: 'e

Cu r

RV ≈

电流增益 B

C

IIß =

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1.2.2 S-参数定义 每一只放大器都有一个输入端口和一个输出端口（二端口网络）。通常输入端口以标号 Port-1 表示，而

输出端口以标号 Port-2 表示。

图 10: 二端口网络的(a)和 (b)波 正向传输波（a）传入 DUT 的（输入或输出）端口。 反向传输波(b)被 DUT 端口反射回来。 “端口 ZO终端”指的是采用 50Ω的标准。这不是共轭合成功率匹配。在前面章节中反射系数如下定

义：

反射系数：nning waveforward rung waveback runnir = 反向传输波

正向传输波

计算端口 1 上的输入反射因子： 01

111 2 == aa

bS 其中输出终端为 ZO。

这表示源将正向传输波(a1)注入到端口 1。没有正向传输功率(a2)注入到端口 2 中。在端口 2 可以做相同

的工作如下：

输出反射因子： 02

222 1 == aa

bS 输入终端为 ZO

增益定义如下：waveinputwaveoutputgain

= 输出波

输入波 正向传输波的增益由输出到端口 2 的波(b2)被注入到端口 1 的波(a1)相除来计算得到。

01

221 2 == aa

bS

反向传输波的增益由输出到端口 1 的波(b1)被注入到端口 2 的波(a2)相除来计算得到。

02

112 1== aa

bS

矩阵:

∗

=

2

1

2221

1211

2

1

aa

SSSS

bb

方程式: 2221212

2121111

aSaSbaSaSb⋅+⋅=⋅+⋅=

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归一化的波(a)和(b)定义如下：

( )111 21 iZVZ

a OO

⋅+= = 输入到端口 1 的信号

( )222 21 iZVZ

a OO

⋅+= = 输入 到端口 2 的信号

( )111 21 iZVZ

b OO

⋅+= = 输出到端口 1 的信号

( )212 21 iZVZ

b OO

⋅+= = 输出到端口 2 的信号

归一化信号波的单位为 tWat 并和系统阻抗 ZO有关。 这可以如下的数学分析来说明: U、P、Z0 之间的关系可以写为：

OO

ZiPZu

⋅== 取代 OO

ZZZ

=0

O

O

O

O

O ZiZP

ZiZ

ZVa

22221111

1⋅

+=⋅

+=

22221111

1PPiZP

a O +=⋅

+= 11 Pa = ( 单位 =OhmVoltWatt = )

因为O

forward

ZV

a =1 ，归一化波可以系统纯电阻 OZ 为基准的正向传输波的电压来测量确定。定向连接器

或 VSWR 桥可除以标准波得到正向和反向传输的电压波。（二极管）检波器可将这些波转变为直流电

压 Vforward 和 Vbackward。经过简单的直流处理，我们可以方便的读到 VSWR。

50Ω VHF-SWR 测量计是套件（Nuova Elettronica）中的工

具。它由三条微带线组成。中间这根线从输入到输出传输

主信号。上面和下面传输线通过特殊的电磁耦合来选择正

向和反向传输波部分。在每个微带线连接端点处的二极管

检波器用来校正直流电源功率，它是为了处理和监视

VSWR 而提供给外部模拟电路的。应用：功率天线匹配控

制、PA 输出功率检测、矢量电压计、矢量网络分析、

AGC 等。这些电路套件出版在业余无线电和几家 RF 杂志

中。

IN OUT

V 正向 V 反向 检波器

正向传输: ( )dBS20logFT 21=

隔离:

( )dBS20logS12(dB) 12−= 输入回波损耗:

( )dBS20logRL 11in −= 输出回波损耗:

( )dBS20logRL 22OUT −= 插入损耗:

( )dBS20logIL 21−=

Rem:

OO

OO

OO

OO

O

O ZZ

ZZZZ

ZZZ

Z=

⋅=

⋅

⋅=

RUIUP

2

=⋅= RIR

UP ⋅==

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1.2.2.1 二端口网络定义

图 11: 两端口网络中的 S 参数

飞利浦数据表参数插入功率增益|S21|2: 212

21 log20log10 SdBSdB ⋅=⋅ 例子：计算 BGA2003 在 100MHz、450MHz、1800MHz 以及 4000MHz 处的插入功率增益。建立的偏

置为：set-up VVS-OUT=2.5V, IVS-OUT=10mA。 计算：从飞利浦网站下载硅 MMIC 放大器 BGA2003 的 s-参数数据文件[2_510A3.S2P]。 以下是文件的一部分。

这是文件的一个部分: # MHz S MA R 50 ! Freq S11 S21 S12 S22 : 100 0.58765 -9.43 21.85015 163.96 0.00555 83.961 0.9525 -7.204 400 0.43912 -28.73 16.09626 130.48 0.019843 79.704 0.80026 -22.43 500 0.39966 -32.38 14.27094 123.44 0.023928 79.598 0.75616 -25.24 1800 0.21647 -47.97 4.96451 85.877 0.07832 82.488 0.52249 -46.31 2400 0.18255 -69.08 3.89514 76.801 0.11188 80.224 0.48091 -64

结果： 100MHz 20⋅log(21.85015) = 26.8 dB

450MHz dBeedB 6.232

27094.1409626.16log2044.12348.130

=+ °°

1800MHz 20⋅log(4.96451) = 13.9 dB 2400MHz 20⋅log(3.89514) = 11.8 dB

输入回波损耗

器的可用功率来自输入端口上的发生

从输入端口反射的功率=11S

输出回波损耗

器的可用功率来自输出端口上的发生

从输出端口反射的功率=22S

正向传输损耗(插入损耗)

换能器功率增益=21S 反向传输损耗 (隔离)

反向换能器功率增益=12S

正向

反向 端口 1 端口 2

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1.2.2.2 三端口网络定义

典型的三端口 s-参数媒体为：定向耦合器、功率分配器、混合器以及相位分配器。

图 12:三-端口网络的 (a)和 (b)波

3-端口 s-参数定义: 端口反射系数/回波损耗:

端口 1 0)a ;0(1

111 32

| === aabS

端口 2 0)a ;0(2

222 31

| === aabS

端口 3 0)a ;0(3

333 21

| === aabS

传输增益:

端口 1=>2 0)a(1

221 3

| ==abS

端口 1=>3 )0(1

331 2

| == aabS

端口 2=>3 )0(2

332 1

| == aabS

端口 2=>1 0)a(2

112 3

| ==abS

端口 3=>1 0)a(3

131 2

| ==abS

端口 3=>2 )0(2

323 1

| == aabS

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第 4 版

1.3 RF 放大器设计基本原理

1.3.1 MMIC 的直流偏置点调整 如前面章节所描述的，S-参数取决于偏置点和频率。因此 S-参数文件中包含直流偏置点设置的数据。在不同的工

作点 S-参数将无效，因此建议使用这种设置。BGA2003 直流偏置电路设计原理例子如图所示 Vs=2.5V; Is=10mA。

电源选为 VCC=3V。

主要 LNA 直流偏置设置 BGU2003: 通过 PIN3 (CTRL)的器件 I/O 直流偏置设置

BGA2003 的等效电路：Q5是主要的 RF 晶体管。Q4 和Q5形成了电流镜。这个电流镜的输入电流取决于输入到

管脚 Ctrl 端的电流。当控制电压直接加到 Ctrl 输入端的

时候 Rb将限制电流。RC, C1, 和 C2形成 RF 输入信号的退

耦偏置电路。Q4 和 Q5位于同一个裸芯上，因此 Q5的偏

置工作点对于温度是非常稳定的。

为了更好的说明 MMIC 中 I/O 的直流关

系，我们把 BGA2003 数据表图 4 和图 5组和在邻近的图中。 红线表示根据需要从 IVS-OUT=10mA 开始

的，自动穿过纵坐标 ICTRL=1mA 点， 后

终止于 VCTRL=1.2V 横坐标处。

Ω=−

=−

=−

5010

5.232 mA

VVI

VVROUTVS

Scc

Ω=−

=−

=−

k8.11

2.131 mA

VVI

VVROUTVS

CTRLcc

控制

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1.3.2 晶体管直流偏置点调整 对照偏置点容易建立的 MMIC，下面将说明在音频或 IF 放大器领域设置偏置点的设计。

通过电压反馈稳定的直流偏置设置 优点是电阻 Rb 具有非常高的阻值。以至于可以忽略在终端[IN]处引起的输入阻抗的降低。因为有可能找到小负载

的中频带通滤波器，以及发射集反馈电阻高增益可以通过 Q1 来实现。这是窄带宽高增益中频放大器所需要的。缺

点是非常低的工作点稳定性，这是由于 Si BE-二极管相关的 ca 线性负温度系数引起的。VBE≈-2.5mV/K 通过等式

FEB

BECC h

RVVI ⋅

−= 放大。这可以通过在地和发射集之间增加电阻来减小。

b

CFE I

IBh === β

+−

=+−

=

FE

FEC

CECC

Cb

CECCC

hhI

UVIIUVR

1

( ) FEFEC

CECCC h

hIUVR ⋅+

−=

1; BEBbCECCCC URIVRIV +⋅==⋅−

C

BECEFEC

C

BECCFEB I

VVhRI

UVhR −⋅=

−

−⋅=

发射集电阻的缺点是引起增益损耗或者需要

旁路电容器。另外晶体管是地性能不稳定以

及发射集热量沉浸入地平面。对于中等输出

的功率，增加的节点温度将引起直流漂移，

因此建立的偏置点必须稳定。没有稳定性，

晶体管有可能被烧毁或引起失真。旁边图中

（BFG10）提供了可能的解决办法。和

BGA2003 相比较，电流镜和直流晶体管 T1设计在一起。T1 功能像一只二极管，在热

耦合的情况下 VCE (VBE)的漂移接近于 RF 晶

体管（DUT）。根据β1=βDUT 和 VBE-1≈VBE-

DUT我们可以做一个非常简单的分析：

⋅≈

⋅ −−

CO

DUTCT

CO

CT I

InVIInV ll 1

后可以得到一个非常独立于温度的关系 IC-

DUT ≈ IC1 ≈ (Vbias-VBE)/R2。为了得到 佳的电

流效果，BE 结构区必须有相似的尺寸大

小。

输入 输出

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1.3.3 增益定义 一只放大器的增益可以有几种表达方式，取决于测试方法（理论上）、条件的稳定性、匹配的方式（比

如 佳的功率处理）、 大增益、 低的噪声或某些稳定性能。某些功率增益通常在稳定范围内为了

高和 低的可能极限来计算。为了在输入端或输出端选择有用的工作范围，Smith 图中（功率增益圆、

稳定性圆等）有可能采用另外的计算圆。所用的数学表达式可能参考一个文献或另外一个文献。实际应

用中不能忽略 S12，否则会引起输出成为所需要信号源的函数以及输入成为所需要负载的函数。这将使

匹配变得复杂并成为 GA 和 GP设计工作的一部分。

换能器功率增益：source thefrom availablepower load the todeliveredpower

==AVS

LT P

PG

包括 I/O 匹配和器件增益效应。没有考虑器件损耗。

功率增益或负载功率增益：network theinput topower

load the todeliverdpower ==

IN

LP P

PG

用在不能忽略 S12的情况。GP和电源阻抗无关。

可以得到的功率增益：source thefrom avaialblepower

network thefrom avaialblepower ==

AVS

AVNA P

PG

GA和负载阻抗无关。

可以得到的 大的增益：

−±⋅== 1log10 2

12

21max, KK

SS

GMAG T

你期望从一只晶体管得到的 MAG 是在 Rollett 稳定因子 K>1 条件下同步共轭的 I/O 匹配。K 是根据 S-参数计算得

到的。在频率不稳定点，MAG(GT,max=GP,max=GA,max)被画于晶体管数据表中。

可以得到的稳定增益：12

21

SS

MSG =

MSG 是潜在不稳定晶体管的品质因素，当 K=1 的时候有效。在潜在不稳定频率点，MSG 被画于晶体管数据表

中。 在放大器设计中使用定义的进一步例子： - GT, max = 同步共轭匹配条件下换能器的 大功率增益。 - GT,min = 同步共轭匹配条件下换能器的 小功率增益。 - GTU = 单边换能器功率增益 - GP,min =潜在不稳定器件工作的 小功率增益。

- 假定由 S12=0 引起的单边品质因素TU

T

GG

决定错误。

如旁边图中例子所描述的，BGU2003 增益是频率的函数。

(VS-OUT=2.5V; IVS-OUT=10mA)

增益

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MMIC 的工作频率在 100MHz 到 1GHz 范围内的时候，存在潜在的不稳定。在 1.2GHz 以上的时候 MMIC 的工作相

当稳定（在 3GHz 的范围内测试）。 GUM 是 大的单变频器功率增益。假定 S12=0 而且 I/O 共轭匹配：

S12=0 (单边设计评量因子) 指定单边的二端口网络，得到： K=无穷大，DS=S11∗S22

( ) ( )222

211

221

max,11 SS

SGTU

−⋅−=

( )max,log10 TUUM GG =

要得到进一步的细节，请参考 Pozar、 Gonzalez、Bowick 等著的书。

1.3.4 放大器的稳定性 所有的变量都必须通过复杂的数据处理。计算得到的 K 因子只有在频域中有效，还要对所选择的 S 参数[S11, S12, S21, S22]建立偏置。

定义： 21122211 SSSSDS ⋅−⋅=

Rollett 稳定因子为： ||2

||||||1

1221

222

211

2

SSSSDK S

⋅⋅−−+

=

由于可以按照下述稳定性质区分，在有些文献当中就没有考虑 DS值。 K>1 & |Ds|<1 对信号源和负载阻抗的任何组合都无条件稳定。 K<1 潜在着不稳定，在信号源和负载阻抗进行某些组合的情况下很有可能会导致震荡。这并不意味着在应用中无法使

用这种晶体管。仅仅是在使用晶体管的时候要更加小心。当然无法对 I/O 进行同步共轭匹配。 -1<K<0 使用在振荡器设计。 K>1 & |Ds|>1 我们没有生产这种潜在不稳定并且需要 SWR(IN)=SWR(OUT)=1 以及增益为 GT,min的晶体管。

RF 手册, 附件 页码: 69

第 4 版

参考文献 作者 Andreas Fix RF 分立小信号应用工程师 1. Philips Semiconductors, RF 晶体管宽带 和 MMICs, 数据手册 SC14 2000, S-参数定义 , 39 页 2. Philips Semiconductors,数据表, 1998 年 3 月 11 日, 品 格产 规 宽带, BFG425W, NPN 25GHz 晶体管 3. Philips Semiconductors,数据表, 1999 年 7 月 23 日, 品 格产 规 硅 放大器, BGA2003, MMIC 4. Philips Semiconductors,数据表, 2000 年 12 月 04 日, 品 格产 规 混 器频, BGA2022, MMIC 5. Philips Semiconductors,数据表, 2001 年 10 月 19 日, 品 格产 规 宽带放大器, BGA2711, MMIC 6. Philips Semiconductors,数据表, 1995 年 8 月 31 日, 品 格产 规 功率晶体管, BFG10; BFG10/X, NPN 2GHz RF 7. Philips Semiconductors,数据表 品 格产 规 放大器, 2002 May 17, , BGU2703, SiGe MMIC 8. Philips Semiconductors, 分立半导体, FACT SHEET NIJ004, 双多晶硅-硅 MMIC, RF 晶体管及 PA 模块后的技

术 9. Philips Semiconductors, 德国汉堡, T. Bluhm, 应用说明,小信号-低 VCEsat (BISS)晶体管及其应用的突破,

AN10116-02, 2002 10. H.R. Camenzind, 集成电子电路设计, 34 页, 1968, Addison-Wesley, 11. Prof. Dr.-Ing. K. Schmitt, Telekom Fachhochschule Dieburg, Hochfrequenztechnik 12. C. Bowick, RF 电路设计, 10-15 页, 1982, Newnes 13. Nührmann, 晶体管-实践, 25-30 页, 1986, Franzis-Verlag 14. U. Tietze, Ch. Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, 29 页, 1993, Springer-Verlag

15. W. Hofacker, TBB1, Transistor-Berechnungs- und Bauanleitungs-Handbuch, 频带 1, 281-284 页, 1981, ING. W. HOFACKER

16. MicroSim Corporation, MicroSim Schematics Evaluation Version 8.0, PSpice, July 1998 17. Karl H. Hille, DL1VU, Der Dipol in Theorie und Praxis, Funkamateur-Bibliothek, 1995 18. PUFF, 微波集成电路的计算机辅助设计, 加利福尼亚州理工学院, 1991 19. Martin Schulte, “Das Licht als Informationsträger”, Astrophysik, 07.Feb. 2001,

Astrophysik%20Teil%201%20.pdf 20. http://www.microwaves101.com/encyclopedia/basicconcepts.cfm 21. http://www.k5rmg.org/bands.html 22. http://www.unki.de/schulcd/physik/rador.htm 23. SETI@home, http://www.planetary.org/html/UPDATES/seti/SETI@home/Update_022002.htm

http://www.naic.edu/about/ao/telefact.htm 24. Kathrein, Dipl. Ing. Peter Scholz, Mobilfunk-Antennentechnik.pdf, log.-per. Antenne K73232 25. Siemens Online Lexikon 26. http://wikipedia.t-st.de/data/Frequenzband 27. www.wer-weiss-was.de/theme134/article1180346.html 28. www.atcnea.at/flusitechnik/themen1/ rador technik-grundlagen.html 29. Nührmann, Das große Werkbuch Elektronik, Teil A, 5. Auflage, Franzis-Verlag, 1989 30. ARRL, American Radio Relay League

RF 手册, 附件 页码: 70

第 4 版

附录 D：RF Mosfet 开关管 BF1107/8 的应用

RF 开关管 BF1107 的应用

绪论 当 Mos 管或 Mosfet 管工作在线性区域的时候可以当作一只可变电阻。其电阻值取决于栅和源端

的偏置电压以及 Mosfet 管的夹断电压。如果偏置电压小于夹断电压，Mosfet 管的电阻值为无穷

大；如果偏置电压大于夹断电压，Mosfet 管的电压很小。 由于上述原因，Mosfet 管可以当作开关使用。 栅-源电压较小的时候，Mosfet 管处于截止状态；栅-源电压较高的时候，Mosfet 管处于导通状

态。 如果 Mosfet 管和小电容一起使用，那么 Mosfet 管可以当作一只 RF 开关。基于这样的 RF 开

关，RF 信号可以被关断或开启。 BF1107 是特意为开关 RF 信号设计的三端 Mosfet 管。 如果漏-源电压为 0V，那么 Mosfet 管将被偏置于线性区域。这种型号 Mosfet 管的夹断电压大概

为 3V。因此，当栅-源电压为 0V 的时候，这种 Mosfet 管将处于导通状态。结合漏-源电压为

0V 的情况，当所有偏置电压都为 0V 的时候，Mosfet 管将处于导通状态。如果漏-源的电压小于

3V，这种 Mosfet 管将处于截止状态。 视频录像机的应用 一种 VCR 的 RF 头端电路原理模块图如下所示： 如果 VCR 处于待机状态，宽带分配放大器至少得始终处于导通状态以保证电视机能够接收电视信号。

宽带分配放

大器

调谐器

PLL / 解调器

天线 输入

输出到电视

机

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第 4 版

电源电压 =0; VCR 被关断; Mosfet 被接通。 电源电压=5V; VCR 被接通; Mosfet 被关断。

宽带分配放

大器

调谐器 天线 输入

输出到 电视机

Mosfet 开关

PLL / 调制器

C

如果 VCR 的电源在待机状态的时候能够被切断，那么就可以降低其功耗。但是必须采取特殊的措施以保证电视

信号的接收。可以在输入端和输出端连接一只开关就能实现这样的功能。（如下图 2 所示）。这种方式也被称为

“无源回路”。 为了降低功耗，开关必须做到： ---如果 VCR 关断，开关应该处于开状态 ---如果 VCR 开，开关应该处于关断状态。 对于耗尽型 Mosfet 管，当加在管子上的电压全为 0V 的时候 Mosfet 管处于开状态。如果栅-源电压为负，且比

Mosfet 管的夹断电压还负的时候，Mosfet 管处于关断状态。 如果 VCR 的电源开，那么 Mosfet 管必须处于关断状态。可以将 Mosfet 管的漏和源端连接到电源，栅极接地来实

现关断 Mosfet 管。其工作原理如下页的图 4 所示。 如果电源电压等于 0V，那么 Mosfet 开关管的漏、源和栅极的电压为 0V。这样一来，天线信号通过 Mosfet 开关到

电视机。如果电源电压为 5V，那么 Mosfet 开关的漏和源极电压为 5V。电容 C 保证漏极和源极的电压相等。栅极

电压为 0V（栅极接地）。这样一来，天线信号就能正常的到达 VCR。 图 4 本电路中可以采用 BF1107 作为 Mosfet 开关。开关在导通状态的时候损耗必须要小，因为在很

大程度上损耗将导致电视机中的噪声增加。开关在断开状态的时候隔离度必须要高，因为在天

线输入端来自于调制器的震荡信号必须要小。

RF 手册, 附件 页码: 72

第 4 版

在无源回路中采用 BF1107 作为开关的主要优点是该 Mosfet 管不需要电流。不是工作在开状

态，也不是工作在关断状态。开关只要有电压就能工作。 BF1107 的性能 RF 开关的性能可由如下图 5 所示的电路测量。 在电路中我们测试得到隔离度和损耗是频率的函数。测试的结果如下图 6 所示。

Losses and isolation of RF switch in testcircuit Rl=Rs=75 Ohm

-12

-10

-8

-6

-4

-2

00 200 400 600 800 1000

frequency (MHz)

Loss

es (d

B)

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Isol

atio

n (d

B)

losses BF1107isolation BF1107

图 6

1 nF1 nF

Rl = 75 OhmRs = 75 Ohm 47 k Ohm

1 nF

BF1107

隔离测量: V=5V 损耗测量: V=0V

测试电路中的 RF 开关的损耗及隔离

频率

损耗（

dB）

隔离（

dB）

损耗

隔离

RF 手册, 附件 页码: 73

第 4 版

测试电路中的隔离（Mosfet 管关断）主要取决于共栅极 Mosfet 管的反馈以及测试电路中漏

极源极之间的寄生电容。寄生电容必须要小。 测试电路中的损耗（Mosfet 管导通）在低频的时候取决于 Mosfet 管的 RDS on，在高频的时

候取决于 Mosfet 管的 RDS on、漏-栅极以及源-栅极的电容。电路中的寄生电容必须始终比

Mosfet 管的电容要小。

采取的特殊措施 图 4 只是给出 VCR 中开关应用电路的原理。在一台 VCR 的实际应用电路中，宽带分配放大器

的输入和输出端分别被连接到开关的输入和输出端。正如第三章所述的，在开关处于导通状态

的时候损耗还取决于开关的输入输出端的电容。如果图 4 所示原理电路中的 Mosfet 管处于导通

状态，那么宽带分配放大器将一直被连接在 RF 开关处。这将导致很高的损耗。因此必须采取

特殊的措施来减小由于放大器的存在而产生的损耗。 理论上来说这可以通过切断放大器的输入和输出端与开关的连接来实现。在实际应用中可以用

一只开关来实现切断操作。其原理电路如下图 7 所示。 图 7

电源电压 =0; VCR 被关断; Mosfet 被接通。 电源电压=5V; VCR 被接通; Mosfet 被关断。

宽带分配放

大器

调谐器 天线 输入

输出到 电视机

Mosfet 开关

PLL / 调制器

C

开关

开关

RF 手册, 附件 页码: 74

第 4 版

图 7 中两只开关的损耗在开关处于导通状态的时候阻抗必须要低，而在开关处于关断状态的时

候电容必须要小。这样的开关可以用二极管来实现。只要正确选择二极管，就可以做到在二极

管正向偏置的时候低阻抗，而在偏置电压为 0V 的时候小电容。可以被选用的二极管是波段开

关二极管（比如 BA792 或 BA277）。如果宽带分配放大器的两级通过二极管开关来偏置，那么

当电源电压为 0V 的时候放大器被切离开关，而当电源电压为 5V 的时候放大器连接到开关上。 电路的主要元器件如下页图 8 所示。

RF 手册, 附件 页码: 75

第 4 版

图 8 结论 BF1107 是为了 RF 开关应用而专门开发的三端 Mosfet 管。在开关通断状态的时候没有直流电流

通过 Mosfet 管。在 VCR 中的无源回路是该应用领域之一。 应用的需求如下： 损耗: 典型值:2dB 大值：4dB 隔离： >30dB 上述条件可以用 BF1107 实现，如图 8 所示的电路。 如果使用了这个开关，那么 VCR 中的电压可以被关断并使 VCR 进入待机的状态。通到电视机

中的 RF 信号就可以通过开关而不必通过（需要消耗功率的）宽带分配放大器。

天线输入

宽带分配放大器部分

无源 回路 穿越

电源电压

电源电压

电源 电压

输出到电视

机

RF 手册, 附件 页码: 76

第 4 版

RF 开关 BF1108 应用

(BF1107 和 BA277 采用 SOT143 封装)

绪论 BF1108 是小信号 RF 开关 Mosfet 管，能以很好的性能使用在信号频率达到 1GHz 的开关 RF 并

能以较好的性能使用在信号频率达到 2GHz 的开关 RF。（电路框图详见图 1） 图 1 BF1108 由 RF 开关管 BF1107 和串联在栅极的二极管 BA277 组成。其漏极和源极是可以交换

的。BF1107 和 BA277 都被封装在一只 SOT143 里面。 RF 开关管 BF1108 的应用 RF 开关的损耗取决于 BF1107 的导通阻抗以及输入和输出到地的电容。如果没有电源加到 RF开关上（开关处于导通状态），那么 BF1107 的栅极通过二极管 BA277 的小电容被连接到地。

这种现象将会导致损耗有所改善，尤其是在高频段。因为这个时候开关的输入和输出电容变

小。 RF 开关的隔离取决于关断状态的时候与其并联的反馈电容的阻抗以及栅极和地之间的电阻。如

果有 5V 电源加在开关上面（开关处于关断状态），那么 BF1107 的栅极通过串联的 BA277 很

小的电阻连接到地。栅极和地之间的阻抗主要取决于来自栅极到地的感应，尤其是在高频的时

候。因此 BA277 中寄生的串联小电阻将会对开关的隔离产生边缘影响。而寄生的串联电感对隔

离产生影响，尤其是在高频段。

Rs = 50 Ohm

1 nF1 nF

Rl = 50 Ohm 47 k Ohm

隔离测量: Vsupply=5V 损耗测量: Vsupply=0V

RD

1 nF

BF1107

BA277

BF1108

RF 手册, 附件 页码: 77

第 4 版

对于 BF1107 来说，在开状态和在关状态都不需要电流。对于 BF1108 来说，在开状态也不需要

电流。在关断状态的时候，需要很小的电流通过 BA277 以保证相对低的串联阻抗。 BF1108 测量 对于 BF1108 我们已经在一个 50Ω的测试电路中对导通状态(Vsupply = 0V)的损耗以及断开状态

(Vsupply = 5V)的隔离进行了测量。（参见图 1 所示） 作为比较，我们也对 BF1107 的隔离以及损耗进行了测量。对于 BF1107 的测试结果如图 1 所

示，而 BF1108 的测试结果示于图 2 和图 3 中。图 2 的结果是基于 4.7kΩ的偏置电阻（对于

BA277）得出的结果。图 3 显示的是通过二极管大概 2mA 直流电流得出的结果（二极管的偏置

电阻为 2.2kΩ）。 在说明书中损耗和隔离指定为高达 860MHz 的频率。当然，BF1108 也是有可能工作于稍微低下

的性能而频率更高的场合。作为资料，我们也对 BF1108 和 BF1107 在高达 2.05GHz 的频率下进

行了测试。 这些测量的结果如图 4 所示。 寄生电容的影响 寄生电容显然会对 RF 开关的性能产生影响，而且寄生反馈和 BF1108 并联的寄生并联电容也对

开关的性能产生影响。 我们对漏极和地之间以及源极和地之间的寄生并联电容进行了测量。（如下页图 2 所示） 我们还在漏极和源极之间增加了一些寄生的反馈。这些测量的结果如图 5 所示。

RF 手册, 附件 页码: 78

第 4 版

图 2 寄生的反馈用一根连接到漏极并朝着源极弯曲的短线来实现。 我们也对漏极和栅极之间以及源极和栅极之间的寄生电容进行了测量。也对漏极和源极之间的

寄生反馈进行了测量。这些电路原理如图 3 所示。 测量结果讨论

Rs = 50 Ohm

47 k Ohm

隔离测量: Vsupply=5V 损耗测量: Vsupply=0V

1 nF

BF1107

BA277

BF1108

RD

1 nF

0.82 pF

1 nF

Rl = 50 Ohm0.82 pF

隔离测量: Vsupply=5V 损耗测量: Vsupply=0V

47 k Ohm

1 nF

BF1108

RD

Rs = 50 Ohm

1 nF

0.82 pF 0.82 pF Rl =

50 Ohm

1 nFBF1107

BA277

RF 手册, 附件 页码: 79

第 4 版

比较图 1、图 2、图 3 可以看出如果使用 BF1108 或 BF1107，那么在频率为 1GHz 的地方损耗改

善了大概 0.5dB。图 4 显示 BF1108 也能以相对合理的性能工作在 1GHz 以上的频率。在 2GHz的频率工作点处 BF1108 的损耗大概是 2.4dB 而 BF1107 的损耗>5dB。频率>1GHz 的时候，

BF1108 的隔离度相比于 BF1107 要差。这是由于 BA277(带邦定线)到地的串联电感引起的。如

果在 BF1108（图５）的输入端和输出端有寄生并联电容，就会增加损耗。我们用 0.82pF 的寄

生电容做过测试，它在 1GHz 频点处引起的损耗增加值和 BF1107 做实验得到的结果相同。可以

预见寄生的反馈电容会产生更坏的隔离而对损耗却几乎没有影响。图４和图５是 BF1108 在导

通状态和关断状态的简化电路图，这个电路图可以对上述现象的解释会有所帮助。 图４：BF1108 在导通状态时的简化电路图 这个电路的损耗主要取决于 BF1107 的 Ron，尤其是当 BA277 的电容很小的时候。当输入端和

输出端有并联电容的时候，将会导致信号的额外损耗，尤其在高频段。很小的寄生反馈并联电

容以及相对小的 Ron对损耗几乎没有影响。 图５：BF1108 在关断状态时的简化电路图 本电路的隔离不但取决于通过反馈电容 CDS的信号转移而且还取决于通过 Cin、 Ld 和 Cout的信号

转移。这两种信号转移有（粗略的）相反的相位。

Cout BF1107Cin BF1107

Cd BA277

Ron BF1107

CDS BF1107

Cin BF1107 Cout BF1107

Ld BA277

RF 手册, 附件 页码: 80

第 4 版

如果信号传输仅仅取决于反馈电容，我们期望隔离按照 6dB / octave 减小（如果 1/ωCDS << (Rs + Rl)）。然而，由于两个信号传输相反的相位使得隔离作为频率的函数曲线有点倾斜。在图

2、3、4 和 5 中，如果没有寄生的反馈那么这种倾斜将出现在 950MHz 的位置。如果有寄生反

馈，那么倾斜位置将向高频处移动。而许多栅极处的串联电感使的倾斜向低频处移动。这可以

从图 4 看出，图中将 BF1107 和 BF1108 做了比较。对 BF1107，倾斜出现在大概 1850MHz 处，

而 BF1108 中倾斜出现在 950MHz 处。由于这个原因，在频率>1GHz 的时候，BF1108 的隔离相

比 BF1107 的隔离要差。 如果在漏极和栅极之间以及在源极和栅极之间增加 0.82pF 的寄生电容，那么当频率达到 1GHz的时候损耗大概增加 0.25dB。这种现象也可以根据以下事实解释，就是在没有寄生电容的时候

电容信号到地的阻抗要比有寄生电容的时候大。寄生电容的影响要比直接连接到地的影响小的

多。这是因为二极管所带小电容的原因。隔离作为频率的函数依赖于寄生电容的存在。（比较

图 3 和图 6）我们可以看到，曲线中的倾斜点被移到频率大概为 650MHz 的地方。而且在 1GHz点的隔离比 30dB 还要差。如前所述的，当存在寄生反馈的时候倾斜将会被移到更高频率的地

方。这样一来，倾斜点又可以被设定到大概 950MHz 的地方。而低频段处的隔离更加恶劣，但

在 1GHz 频点处的隔离可以做到>30dB（如图 6 所示）。寄生的反馈对损耗没有影响。 结论 BF1108 是低损耗、工作频率可达 2GHz 的 RF 开关。导通状态的时候，在 50MHz 典型损耗值为

1.15dB，然后渐渐增加，在 1GHz 典型损耗值为 1.4dB，在 2GHz 典型值为 2.4dB。损耗与开关

的输入端和输出端处的寄生并联电容有很大的关系，而与漏极和源极处寄生的反馈几乎没有关

系。BF1108 的隔离在 50MHz 的时候 >50dB，然后渐渐减小到 1GHz 的典型值为 35dB，2GHz的典型值为 15dB。隔离与频率的关系图显示在某些频点处出现了倾斜。这些倾斜是由于信号经

过漏-源极的反馈电容传输产生的补偿效应、信号经过输出端和输出端电容传输、栅极的串联电

感等因素引起。以上引起曲线倾斜的两种信号传输具有相反的相位。由此我们同样可以得出结

论，损耗的确和反馈电容、漏极-栅极和源极-栅极电容、栅极的电感有很大的关系。寄生反馈

电容将使隔离和频率函数曲线的倾斜点向高频段处移动。低频段处的隔离更加恶劣。漏极和栅

极以及源极和栅极的寄生电容、栅极的串联电感将使倾斜点向低频段处移动。

RF 手册, 附件 页码: 81

第 4 版

附录 E：通用宽带放大器 BGA2715-17，50 Ohm 增益模块

BGA2715-17 应用信息 图 2 显示的是 MMIC BGA2715-17 典型的应用电路。器件内部自带 50Ω的匹配电阻，因此不需

要任何外部匹配电阻。在频率高于 100MHz 的应用中，输入和输出直流模块电容 C2 和 C3 的值

不能超过 100pF。当然，器件工作于 100MHz 以下的时候电容值必须增加。 22nF 的电源去耦电容 C1 必须尽可能的靠近 MMIC。 印刷电路板上面板的地连接到管脚 2、4 和 5，必须尽可能的靠近 MMIC，更适宜的是放在

MMIC 的下面。当使用过孔或使用多层过孔的时候尽可能靠近 MMIC。

RF 输出

Vs

RF 输入

GND2

RF in

Vs

RF out

C2 C3

C1

GND1

RF 手册, 附件 页码: 82

第 4 版

应用举例

MMIC 非常适用在象 LNB 中的中频放大器。良好的宽带特性使得模块的构件非常容易。

作为 LNA 后面的二级放大器，MMIC 提供了容易匹配、低噪声的解决方案。

至 IF 电路

或解调器 来自 RF 电路

混频器

振荡器

宽带

放大器

至 IF 电路

或解调器 天线

混频器

振荡器

宽带 放大器

LNA

RF 手册, 附件 页码: 83

第 4 版

MMIC 宽带放大器 BGA2715

FEATURES 管脚布置 管脚

1 V S2,5 GND 2 3 RF out 4 GND 1 6 RF in

快速参考资料 符号 条件 典型值 大值 单位 Vs 5 6 V Is 4.3 - mA |S21| 2 f = 1 GHz 22 - dB NF f = 1 GHz 2.6 - dB P L sat f = 1 GHz -4 - dBm

说明

噪声系数

饱和负载功率

DC 电源电流 插入功率增益

参数 DC 电源电压

图 1 简化略图 (SOT363) 和符号

顶视图

特点 • 内部匹配至 50 欧 • 宽频范围， 3 dB 带宽= 3.3 GHz • 平直 22 dB 增益, ± 1 dB 可达 2.8 • 在 1 dB 压缩点上输出功率为-8 dBm • 低电流良好线型, OIP3 = 2 dBm • 低二次谐波, 在 Pdrive = - 40 dBm 时为-30 dBc

• 无条件稳定, K 应用 • LNB IF 放大器 • 电缆系统 • ISM

• 通用

说明 硅单片微波集成电路(MMIC) 封装在 6-脚 SOT363 塑料 SMD 中的内部匹配电路中

的宽带放大器。

标记代码: B6-

2,5

6

1

3

4 1 2 3

6 5 4

1 2 3

6 5 4

RF 手册, 附件 页码: 84

第 4 版

MMIC 宽带放大器 BGA2716

FEATURES 管脚布置 管脚

1 V S2,5 GND 2 3 RF out 4 GND 1 6 RF in

快速参考资料 符号 条件 典型值 大值 单位 Vs 5 6 V Is 15.9 - mA |S21| 2 f = 1 GHz 22.9 - dB NF f = 1 GHz 5.3 - dB P L sat f = 1 GHz 11.6 - dBm

说明

噪声系数

饱和负载功率

DC 电源电流 插入功率增益

参数 DC 电源电压

图.1 简化略图 (SOT363) 和符号

顶视图

特点 • 内部匹配至 50 Ohms • 宽频范围, 3 dB 带宽 = 3.2 GHz • 平直 23 dB 增益, ± 1 dB 可达 2.7 • 在 1 dB 压缩点上输出功率为 9 dBm • 低电流良好线型, OIP3 = 22 dBm • 低二次谐波, 在 Pload= - 5 dBm 时为 -38 dBc

• 无条件稳定, K > 1.2 应用 • LNB IF 放大器 • 电缆系统 • ISM

• 通用

说明

标记代码: B7-

2,5

6

1

3

4 1 2 3

6 5 4

1 2 3

6 5 4

硅单片微波集成电路(MMIC)

封装在 6-脚 SOT363 塑料 SMD 中的内部匹配电路中

的宽带放大器。

RF 手册, 附件 页码: 85

第 4 版

MMIC 宽带放大器 BGA2717

FEATURES 管脚布置 管脚

1 V S 2,5 GND 2 3 RF out 4 GND 1 6 RF in

快速参考资料 符号 条件 典型值 大值 单位 Vs 5 6 V Is 8.0 - mA |S21| 2 f = 1 GHz 24 - dB NF f = 1 GHz 2.3 - dB P L sat f = 1 GHz 1 - dBm

说明

噪声系数

饱和负载功率

DC 电源电流 插入功率增益

参数 DC 电源电压

图.1 简化略图(SOT363) 和符号

顶视图

特点

• 低噪声系数, 在 1 GHz 时为 2.3 dB • 无条件稳定, K > 1.5

• ISM

• 通用

说明

标记代码: 1B-

2,5

6

1

3

41 2 3

6 5 4

1 2 3

6 5 4

• 内部匹配至 50 Ohms • 宽频范围, 3 dB 带宽 = 3.2 GHz • 平直 24 dB 增益, ± 1 dB 可达 2.8 • 在 1 dB 压缩点上输出功率为 –2.5 dBm • 低电流良好线型, OIP3 = 10 dBm

• 低二次谐波, 在 PDrive= - 40 dBm 时为 -38 dBc

应用

• LNB IF 放大器 • 电缆系统

硅单片微波集成电路(MMIC)

封装在 6-脚 SOT363 塑料 SMD 中的内部匹配电路中

的宽带放大器。

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第 4 版

附录 F：通用中等功率放大器 BGA6x89，50 Ohm 增益模块

BGA6289 应用摘要

BGA6289 应用摘要 图１：应用电路

元件 说明 值 尺寸 Cin Cout 多层陶瓷片形电容器 68 pF 0603 CA 电容器 1 µF 0603 CB 多层陶瓷片形电容器 1 nF 0603 CC 多层陶瓷片形电容器 22 pF 0603 Lout SMD 电感 22 nH 0603 Vsupply 电源电压 6 V Rbias=RB SMD 电阻 0.5W 27 Ohm ---- 表１：演示板上的元器件参数值 CA是为了得到理想的退耦电源。 对于不同的工作频率可以改变 Cin Cout 和 Lout的参数值。（见表２）

元件 频率 (MHz) 500 800 1950 2400 3500 Cin Cout 220 pF 100 pF 68 pF 56 pF 39 pF CA 1 µF 1 µF 1 µF 1 µF 1 µF CB 1 nF 1 nF 1 nF 1 nF 1 nF CC 100 pF 68 pF 22 pF 22 pF 15 pF Lout 68 nH 33 nH 22 nH 18 nH 15 nH

RF 手册, 附件 页码: 87

第 4 版

表 2：不同频率的元器件选择 Vsupply 取决于所用的 Rbias。 器件的电源必须接近４V (比如器件电流 = 80mA). 根据公式１，器件工作在不同电源电压的环境下是可能的。 如果温度升高，器件将会拉走更多的电流，Rbias 两端的电压将会增加，器件电压下降，这种机制能使 DC 稳定。 测量得到的小信号性能如下所示。

图２：小信号性能 测量得到的大信号性能 f 850 MHz 2500 MHz IP3out 31 dBm 25 dBm PL1dB 18 dBm 16 dBm NF 3.8 4.1 表３：大信号性能和噪声描述

小信号性能BGA6289

-30.00

-25.00

-20.00

-15.00

-10.00

-5.00

0.00

5.00

10.00

15.00

20.00

0.00 500.00 1000.00 1500.00 2000.00 2500.00 3000.00

f [MHz]

S11 [dB]S12 [dB]S21 [dB]S22 [dB]

RF 手册, 附件 页码: 88

第 4 版

BGA6489 应用摘要

BGA6489 应用摘要 (另请参阅客观数据表 BGA6489)

图１：应用电路

元件 说明 值 尺寸 Cin Cout 多层陶瓷片形电容器 68 pF 0603 CA 电容器 1 µF 0603 CB 多层陶瓷片形电容器 1 nF 0603 CC 多层陶瓷片形电容器 22 pF 0603 Lout SMD 电容 22 nH 0603 Vsupply 电源电压 8 V Rbias=RB SMD 电阻 0.5W 33 Ohm ---- 表１：演示板上的元器件参数值 CA是为了得到理想的退耦电源。 对于不同的工作频率可以改变 Cin Cout 和 Lout的参数值。（见表２）

VD

CB CB

CA CD

LC50 Ohmmicrostrip

50 Ohmmicrostrip

2

2

13

VS

Rbias

微带 微带

RF 手册, 附件 页码: 89

第 4 版

元件 频率 (MHz) 500 800 1950 2400 3500 Cin Cout 220 pF 100 pF 68 pF 56 pF 39 pF CA 1 µF 1 µF 1 µF 1 µF 1 µF CB 1 nF 1 nF 1 nF 1 nF 1 nF CC 100 pF 68 pF 22 pF 22 pF 15 pF Lout 68 nH 33 nH 22 nH 18 nH 15 nH 表２：不同频率下的元器件选择 Vsupply 取决于所用的 Rbias。 器件的电源必须接近 5.1V (比如器件电流 = 80mA). 根据公式１，器件工作在不同电源电压的环境下是可能的。 如果温度升高，器件将会拉走更多的电流，Rbias 两端的电压将会增加，器件电压下降，这种机

制能使 DC 稳定。 测量得到的小信号性能如下所示。

图２：小信号性能 测量得到的大信号性能. f 850 MHz 2500 MHz IP3out 33 dBm 27 dBm PL1dB 20 dBm 17 dBm NF 3.1 dB 3.4 dB 表３：大信号性能和噪声描述

小信号性能BGA6489

-40.00

-30.00

-20.00

-10.00

0.00

10.00

20.00

30.00

0.00 500.00 1000.00 1500.00 2000.00 2500.00 3000.00

f [MHz]

S11

S12

S21

S22

RF 手册, 附件 页码: 90

第 4 版

BGA6589 应用摘要

中等功率宽带增益模块 BGA6589 演示板。 (另请参阅客观数据表 BGA6589)

应用电路图

元件 说明 值 尺寸 Cin Cout 多层陶瓷片形电容器 68 pF 0603 CA 电容器 1 µF CB 多层陶瓷片形电容器 1 nF 0603 CC 多层陶瓷片形电容器 22 pF 0603 LC SMD 电感 22 nH 0603 Vsupply 电源电压 7.5 V Rbias=RB SMD 电阻 0.5W 33 Ohm ---- 表１：演示板上的元器件参数值 CA是为了得到理想的退耦电源。

VD CB CB

CA CD

LC50 Ohm 微带

50 Ohm 微带

2

2

1 3

VS

Rbias

RF 手册, 附件 页码: 91

第 4 版

对于不同的工作频率可以改变 Cin Cout 和 Lout的参数值。（见表２） 元件 频率 (MHz)

500 800 1950 2400 3500 Cin Cout 220 pF 100 pF 68 pF 56 pF 39 pF CA 1 µF 1 µF 1 µF 1 µF 1 µF CB 1 nF 1 nF 1 nF 1 nF 1 nF CC 100 pF 68 pF 22 pF 22 pF 15 pF Lout 68 nH 33 nH 22 nH 18 nH 15 nH 表２：不同频率的元器件选择 Vsupply 取决于所用的 Rbias。 器件的电源必须接近 4.8 V (比如器件电流 = 83mA). 根据公式１，器件工作在不同电源电压的环境下是可能的。如果温度升高，器件将会拉走更多

的电流，Rbias 两端的电压将会增加，器件电压下降，这种机制能使 DC 稳定。 测量得到的小信号性能如下所示。

图２：小信号性能 测得的大信号性能： f 850 MHz 2500 MHz IP3out 33 dBm 32 dBm PL1dB 21 dBm 19 dBm NF 3.1 dB 3.4 dB 表 3：大信号性能和噪声描述

小信号性能 BGA6589

-50.00

-40.00

-30.00

-20.00

-10.00

0.00

10.00

20.00

30.00

0.00 500.00 1000.00 1500.00 2000.00 2500.00 3000.00

f [MHz]

S11S12S21S22