Research Collection Doctoral Thesis Temperaturverhalten und Anwendungsbeispiele von elektronischen Schaltern mit komplementären Transistoren Author(s): Bachmann, Andreas Eduard Publication Date: 1962 Permanent Link: https://doi.org/10.3929/ethz-a-000087561 Rights / License: In Copyright - Non-Commercial Use Permitted This page was generated automatically upon download from the ETH Zurich Research Collection . For more information please consult the Terms of use . ETH Library
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Research Collection
Doctoral Thesis
Temperaturverhalten und Anwendungsbeispiele vonelektronischen Schaltern mit komplementären Transistoren
zur Erlangung der Würde eines Doktors der technischen Wissenschaften
genehmigte
Promotionsarbeit
Vorgelegt von
Andreas Eduard Bachmann
Dipl. El.-Ing. ETH
von Bottenwil (Kt. Aargau)
Referent: Herr Prof. H. Weber
Korreferent: Herr Prof. E. Baumann
Bern Hallwag AG 1962
Separatabdruck aus «Technische Mitteilungen PTT»
I. Teil: Jahrgang 39, Nr. 12/1961, S. 401...416II. Teil: Jahrgang 40, Nr. 1/1962, S. 19...28
VORWORT
Die vorliegende Arbeit ist das Resultat von verschiedenen Unter¬
suchungen, die ich als Sachbearbeiter für Fragen der elektronischen
Vermittlungstechnik an der Abteilung Forschung und Versuche der
Generaldirektion PTT im Laufe der Jahre 1959/60 auszuführen
hatte.
Herr Professor H. Weber, Vorstand des Instituts für Fernmelde¬
technik an der ETH, machte mich ursprünglich auf gewisse Eigen¬
schaften der erwähnten Schalter aufmerksam. Er zeigte sehr gros¬
ses Interesse an den durchgeführten Berechnungen und Unter¬
suchungen. Für seine stets anregende und sehr angenehme Leitung
der Arbeit sowie für die vielen wertvollen Ratschläge danke ich
ihm, meinem sehr verehrten Lehrer, recht herzlich.
Der Generaldirektion der PTT bin ich dankbar dafür, dass ich
nach meiner Rückkehr aus Amerika Gelegenheit erhielt, an der
Abteilung Forschung und Versuche in Bern die Probleme der
elektronischen Schalt- und Steuertechnik zu studieren.
Herrn A. Wettstein, Präsident der Generaldirektion PTT, möchte
ich meinen Dank aussprechen für seine Bewilligung zur Veröffent¬
lichung der Arbeit in den «Technischen Mitteilungen PTT».
Meinen beiden Vorgesetzten, Herrn J. Kaufmann, Chef der Ab¬
teilung Forschung und Versuche, sowie Herrn A. Kaspar, Sektions¬
chef, bin ich zu Dank verpflichtet für ihr Wohlwollen, das sie
meiner Arbeit entgegengebracht haben.
Beim Aufbau der Messapparaturen waren zeitweise die Herren
M. Hürner, F. Laederach und A. Meyer behilflich. Die Figuren hat
Fräulein R. Oppliger gezeichnet. Ihnen allen gilt ebenfalls mein
herzlicher Dank.
Muri bei Bern, im Januar 1962.
Meinen Eltern und meiner Frau
gewidmet
INHALTSVERZEICHNIS
Seite
Einführung 7
I. Teil: Temperaturverhalten von elektronischen Schaltern mit komplemen¬tären Transistoren 8
1. Grundsätzliche Transistorbeziehungen 8
2. Dreipolsehalter mit komplementären Transistoren 9
2.1. Funktionsweise 9
2.2. Berechnung der Schaltcharakteristik 9
2.3. Messungen an Dreipolschaltern 12
3. Vierpolschalter mit komplementären Transistoren 14
3.1. Funktionsweise 14
3.2. Berechnung der Schaltcharakteristik 14
3.3. Messungen an Vierpolschaltern 16
4. Zweipolschalter mit komplementären Transistoren 18
4.1. Funktionsweise 18
4.2. Berechnungen der Schaltcharakteristik 19
4.3. Messungen an Zweipolschaltern 20
II. Teil: Anwendungen von elektronischen Schaltern mit komplementärenTransistoren 23
1. Zeitschalter, Taktgeber und Sägezahngeneratoren 23
1.1. Zeitschalter 23
1.2. Taktgeber und Sägezahngeneratoren 23
2. Amplitudenvergleichsschaltung 25
3. Temperaturschalter 26
4. Zählschaltungen 26
4.1. Ringzähler 26
4.2. Bistabile Stufe 27
4.3. Untersetzer für die Zeitimpulszählung 28
5. Sperrschaltungen 28
5.1. Sperrschaltung mit Zweipolschaltern 29
5.2. Sperrschaltung mit Dreipolschaltern 30
5.3. Sperrschaltung mit Vierpolschaltern 30
Schlussfolgerungen 31
Symbole und Konstanten 32
Literaturverzeichnis 33
Lebenslauf 34
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Temperaturverhalten und Anwendungsbeispiele von
elektronischen Schaltern mit komplementären Transistoren
Zusammenfassung. In einem I. Teil
werden auf Grund der Gleichungen des
idealen Transistors die Eigenschaften von
elektronischen Schaltern mit komplemen¬tären Transistoren abgeleitet. Dabei richtet
sich die Aufmerksamkeit besonders auf das
Verhalten der Schaltcharakteristik bei ver¬
änderlicher Temperatur. Die abgeleitetenBeziehungen werden an Hand von Messun¬
gen überprüft und diskutiert. Je nachdem,
ob der Schalter 2, 3 oder 4 Hauptanschlüssebesitzt, wird er Zwei-, Drei- oder Vierpol¬schalter genannt.
Der II. Teil bringt einige Anwendungs¬
beispiele, wie sie in der heutigen Vermitt¬
lungstechnik vorkommen können: Zeit¬
schalter, Taktgeber, Sägezahngenerator,Amplitudenvergleichsschaltung, Tempera¬turschalter, Ringzähler und Untersetzer.
Am Schluss werden Sperrschaltungen
besprochen, bei welchen von n parallel lie¬
genden Schaltern nur ein einziger leiten
darf, während die restlichen gesperrt bleiben.
Résumé. Dans la première partie, les
caractéristiques des commutateurs électroni¬
ques à deux transistors complémentairessont dérivées des équations du transistor
idéal. Le but est de montrer Vinfluence d'un
changement de température sur ces caracté¬
ristiques. Les résultats des calculations sont
comparés avec ceux qui ont été mesurés avec
des commutateurs types. Selon le nombre
des connexions externes, les commutateurs
sont appelés commutateurs à transistors
complémentaires type diode, triode ou
tétrode.
La deuxième partie montre des applica¬tions dans la domaine téléphonique: com¬
mutateur à temps, générateur de mesure,
discriminateur d'amplitude, commutateur
à température, compteur en anneau et divi¬
seur binaire.
Finalement, des circuits de blocage sont
discutés, dans lesquels, sur n commutateurs
mis en parallèle, un seul doit être conduc¬
teur.
Summary. In the first part the charac¬
teristics of electronic bistable switches usingcomplementary type transistors are inves¬
tigated based on the equations of the ideal
junction transistor. Special attention is
given to the behavior of the switching char¬
acteristic when the temperature is changed.
Thorough measurements on typical swit¬
ches have been made to verify the calcula¬
tions.
According to the number of external
leads the switches are called complementarytransistor diode-, triode- or tetrode-switch.
Possible applications as they might be
used e.g. in the telephone field are shown in
the second part: timer, clock pulse generator,
saw tooth generator, amplitude discrimina¬
tor, temperature control switch, ring counter
and binary divider.
The final part is devoted to generallock-out circuits.
Einführung
Die heute üblichen Telephonzentralen machen Ge¬
brauch von einer sehr grossen Zahl von Relais und
Wählern, die mit Hilfe von mechanisch bewegtenmetallischen Kontakten Verbindungen herstellen und
unterbrechen. Vermittlungssysteme der Zukunft müs¬
sen sehr grosse Verkehrsvolumen in sehr kurzer Zeit
bewältigen und gleichzeitig das bestehende Übertra¬
gungsnetz wirtschaftlicher ausnutzen. Man ist des¬
halb bestrebt, den langsam bewegten Metallkontakt
entweder durch einen schnelleren, wie im Falle des
Zungenrelais1 und des Ferreed2, oder aber durch
einen sehr schnellen elektronischen Schalter mit sonst
ähnlichen Eigenschaften zu ersetzen. Mehrere erfolg¬versprechende Elemente sind schon entwickelt und
zum Teil bei Versuchen auch angewendet worden,wie etwa der Salow-Schalttransistor, die Kaltkatho-
dendiode, der Deplistor, Thyristor, Spitzentransistor,
die Doppelbasisdiode und vor allem die aus vier
Halbleiterschichten bestehendepnpn-Diode undpnpn-Triode 3 bis n. Alle diese Elemente besitzen eine Impe¬danzcharakteristik mit einem hohen Widerstand
im gesperrten und einem niedrigen Widerstand im
leitenden Zustand. Dazwischen befindet sich ein
Übergangsbereich mit negativem Widerstand. Es
sind demzufolge bistabile Schalter mit Gedächtnis¬
funktion, ähnlich einem Haltekontakt, die mit Hilfe
von kurzzeitig angelegten Steuersignalen hin und her
geschaltet werden können. Ihre Verwendung ist heute
noch stark dadurch behindert, dass ihr Preis bei zum
Teil weniger guten Eigenschaften höher ist als der¬
jenige eines Relaiskontaktes.
Es ist nun durchaus möglich, mit Hilfe von Tran¬
sistorschaltungen ebenfalls solche bistabile Schalter
mit negativen Impedanzcharakteristiken zu konstru¬
ieren, die als Ersatzschaltungen der oben erwähnten
7
Elemente angesehen werden können. Als Vorteil
erweist sich dabei, dass man Eingriffe in die Schaltungmachen kann, um die Charakteristik derselben zu
ändern und zu verbessern.
Solche Schalter eignen sich deshalb sehr gut für
Untersuchungen über das Verhalten, die Eigenschaf¬ten und Anwendungsmöglichkeiten der erwähnten
Elemente ganz allgemein.Die Transistorschaltungen benutzen einen pnp-
Transistor und einen npn-Transistor sowie eine Refe¬
renzspannungsquelle. Die beiden komplementärenTransistoren sind in einer stark rückgekoppelten Art
zusammengeschaltet. Die Rückkopplung wird aber
erst positiv, nachdem eine mit der Referenzspannung
eng verknüpfte Potentialdifferenz überschritten wird
und der Schalter vom gesperrten in den leitenden
Zustand kippen kann. Je nachdem ob der Schalter
zwei, drei oder vier Hauptanschlüsse besitzt, wird er
Zweipol-, Dreipol- oder Vierpolschalter genannt.A. Hard hat in seiner Promotionsarbeit12 be¬
sonders die Eigenschaften von Zweipol- aber auch
von Dreipol-Schaltern bei konstanter Temperaturuntersucht. Für praktische Anwendungen ist das
Verhalten bei veränderlicher Temperatur von aus¬
schlaggebender Bedeutung. So ist denn der I. Teil der
nachfolgenden Untersuchungen vornehmlich der Ab¬
klärung dieser Frage gewidmet. Darauf aufbauend
werden im II. Teil einige typische Anwendungen be¬
sprochen.Dieselbe Schaltung mit komplementären Transisto¬
ren kann nicht nur, wie hier, zur Erzeugung einer
leerlaufstabilen, sondern auch einer kurzschlußstabi¬
len Schaltcharakteristik verwendet werden30. Sie
ist in diesem letzteren Fall als Ersatzschaltung bei¬
spielsweise für Tunneldioden verwendbar, was aber
im Folgenden nicht untersucht werden soll.
I. TEIL
Temperaturverhalten von
elektronischen Schaltern mit komplementärenTransistoren
1. Grundsätzliche Transistor-Beziehungen
Die Untersuchung der Schaltcharakteristik von
elektronischen Schaltern mit komplementären Tran¬
sistoren könnte grundsätzlich mit Hilfe des Ersatz¬
schemas von Spitzentransistoren durchgeführt wer¬
den. Da dies aber die Schaltung mit vielen Elementen
in die Ersatzschaltung eines kompakten Elementes
überführt, wird diese Methode hier nicht angewendet.Vielmehr basieren die Berechnungen auf den bekann¬
ten Grundgleichungen von Flächentransistoren mit
homogener Basisschicht. Die wichtigsten Zusammen¬
hänge wie sie für einen pnp-Transistor mit den in
Figur 1 angegebenenpositiven Strom-und Spannungs¬
richtungen gelten, seien des besseren Verständnisses
wegen kurz zusammengestellt13. Diejenigen für
npn-Transistoren folgen unmittelbar daraus, indem
das Vorzeichen jedes Transistorstromes und jeder
Transistorspannung umgekehrt wird. Die Gleichun¬
gen für npn-Transistoren werden mit einem' bezeich¬
net und anstelle des Indexes p wird ein n gesetzt.
Fig. 1. Positive Strom- und Spannungsrichtungen
Iep = I.SEp expUB
1 -Kip IsCp
ICp = ~«p IsEp exp
TJ>
Ep
Ü!+ 1SCp
exp
exp
a
Cp
ÜB
UçpUn
-1
(1.1)
-1
(1.2)
Die Bedeutung der einzelnen Grössen ist im Ver¬
zeichnis der Symbole (am Schluss dieser Abhandlung)angegeben. Unter Berücksichtigung des Early-T&ïïék-tes14 folgt daraus im Normalbetriebsfall mit-UCp > UBund-UCEn>UB:
UcpIcp = ~«p Iep + IcBOp +
ICp — «Ep I]}p + 11CEOp
rCp
UçEp
(l-a.p)rCp
dabei gilt:
UEp = UK In
«.Ep
IcEOp
IsEp
(1-M +<-Ep
l-SEp
1-oc
(«Ep + 1) IcBOp
«Ip —IcBOp
(1.3)
(1.4)
(1.5)
(1.6)
(1.7)
(1.8)«p 1 — «Ip «p
«IpIsCp = «p!sEp (1-9)
Wenn Emitter und Kollektor gegenüber der Basis
stark negativ vorgespannt sind (- üEp > Un und
-UCv>UB), so folgt aus Gl. (1.1) und (1.2) mit «p «< 1 :
Iep = — (1 — «p) IsEp ^—— Ii
<-Cp1 - «lp j
«Ep
**IcBOp '
cbop (1.10)
CBOp^-LCBOp1^ —J-Bp (1-11)1 - «Ip «p
Wenn der Emitterstrom IEp = 0 ist, so folgt aus
Gl. (1.5):
UKop=UB]n(l-«P)~-UB\n(*Bp+l) (1.12)
Bei kurzgeschlossener Emitter-Basis-Diode (UEp= 0)
folgt aus Gl. (1.2) im Normalbetriebsfall:
T r+ IcBOp
*Cp=
--iscp=
1 - «Ip «p
Für UCp = 0 folgt IEp aus Gl. (1.1) zu:
(1.13)
Iep = IsEp exp (&)" (1.14)
8
Die Emitter-Basis-Spannung UEp sowie der Kol¬
lektorsperrstrom ICBOp smd die beiden Grössen, die
sich mit der Temperatur am stärksten verändern.
Ihnen gegenüber können bei vielen Transistortypendie weitern Änderungen (z. B. in a.p, rCp,... ) vernach¬
lässigt werden. Es gilt15:
Iobop = Ioo exp [d (T-To)] (1.15)
UEj =C/oo(±)C2 (T-To) (1.16)
Zoo und ?70o sind die Ausgangswerte bei T = T0 und
die beiden Konstanten cx und c2 sind wie folgt ge¬
geben :
Ci ^ 0.08 /oc für Ge und 0.04 /°C für Si (1.17)
c2^-UBc1Qe ~ -2mV/°C für Ge und Si (1.18)
Diese beiden Grössen cx und c2 sind im betrachteten
Bereich von 0...
50 CC praktisch unabhängig von
der Temperatur.Das Minuszeichen in der Klammer von Gl. (1.16)
gilt für den npn-Transistor. Die betreffenden Ände¬
rungen je Temperatureinheit betragen somit:
ÖlcBOp
ÔT
düEp
8T
8UB
= CiI,CBOp
= C2
uE
(1.19)
(1.20)
(1.21)BT T
Die sogenannte freie Spannung UEEj tritt dann auf,wenn der Basisstrom IBi = 0 ist. Sie ist wie folgt ge¬
geben :
UEFj^(\0LIEI
+ 1 (1.22)
Das Pluszeichen gilt für pnp-, das Minuszeichen für
npn-Transistoren.
2. Dreipolschalter mit komplementären Transistoren
In der Figur 2 ist die Schaltung und in der Figur 3
eine typische Schaltcharakteristik des Dreipolschal¬ters aufgezeichnet. Die Umschaltspannung Us wird
im wesentlichen durch eine von aussen angelegteReferenzspannung Uv festgelegt und kann in sehr
weiten Grenzen bis zur Erreichung der maximal zu¬
lässigen Kollektor-Emitter-Spannung UCEn max.des
npn-Transistors T2 beliebig eingestellt werden. Ebensolässt sich der Betrag des negativen Widerstandes rN
mit Hilfe des Quellenwiderstandes Rv festlegen.
«r I*
".,
us.s
rs \V
o,,
\wD
—•—
rd P=S= B»
Fig. 2. Dreipolschalter mit komplementären Transistoren
Fig. 3. Sohalteharakteristik des Dreipolschalters
In den nachfolgenden Untersuchungen wird stets
angenommen, dass - wie in Eigur 2 angegeben -
Tj ein pnp- und T2 ein npn-Transistor sei. Im umge¬
kehrten Fall entsteht eine analoge Charakteristik zu
Figur 3 mit umgekehrten Vorzeichen. Sämtliche
Formeln gelten sinngemäss mit vertauschten Indizes
p und n.
2.1. Funktionsweise
Uv ist die über den Widerstand Bv angelegte Re¬
ferenzspannung. Solange die angelegte Klemmen¬
spannung U wesentlich kleiner als Uv ist, sperrt der
Transistor T1 und es fliesst ein sehr kleiner negativerSperrstrom I aus seinem Emitter heraus. Transistor
T2 ist nicht gesperrt, aber der kleine niessende Kollek¬
torstrom des pnp-Transistors von der Grössenord-
nung des Kollektorsperrstromes ICBop genügt (beinicht zu hohen Temperaturen) normalerweise nicht,um T2 richtig zu öffnen. Unmittelbar vor dem Um¬
schaltpunkt S erreicht der pnp-Transistor geradesoviel negative Vorspannung, dass sein Emitterstrom
i = 0 wird. Damit wird sein Kollektor- und Basis¬
strom - bis auf das Vorzeichen - gleich gross und
gleich dem Kollektorsperrstrom lCBov-Im nächsten Moment wird der Basisstrom IBp = 0,
Tx beginnt zu leiten, ebenso T2. Der Emitterstrom I
steigt an, i„ gleichfalls, wodurch UCEn und damit
auch U sinkt. Die beiden Transistoren bringen sich
gegenseitig durch positive Rückkopplung stark zum
Leiten, und zwar so lange, bis der Strom i„ auf seinen
maximalen Wert von ungefähr UvjBv angestiegenund U auf einen sehr kleinen Wert abgesunken ist.
Zuerst wird der Endpunkt W erreicht, bei dem die,beiden Transistoren gemeinsame, Kollektor-Basis-
Spannung UCn = 0 geworden ist. Im Tiefpunkt Dsind die Transistoren schon leicht gesättigt und im
positiven Bereich sind sie es vermehrt.
2.2. Berechnung der Schaltcharakteristik
Aus der Figur 2 entnimmt man die folgenden Zu¬
sammenhänge :
U = Uv-BvIv+UEp (2.1)
I, -Icn + Isp (2.2)
I +Ibp + Icp = 0 (2.3)
Ib» = -Icp (2.4)
9
Mit Hilfe von Gl.(1.3) und der für npn-Transistorengültigen Gl. (1.4)' folgt aus den obigen Zusammen¬
hängen :
U=UV + ÜEp-Bv {«-En + 1) •
u,CEnI (dp + 0Cn— 1) + IcBOn— IcBOp +
rcn
Schaltcharakteristik
Ucp
rcp
(2.5)
Diese Gl. (2.5) liefert die
U = f (I) für den ganzen Bereich von 0 bis unmit¬
telbar vor W. Sie hat die Form U=Us+ I-rN. Es
folgt aus ihr und mit Gl. (1.5) der différentielle Wider¬
stand r zu:
dU UBr = -
dl IsEp(l-Xp)+I
Normalerweise ist «,«1,
-(aa,+ l)(«p + a»-l)Ä, (2.6)
und Gl. (2.6) übergeht in
UB
womit ocp- 1 < oc„ wird
«.En Bv = rs - rN (2.7)-Io + I
Darin ist -I0 ein kleiner positiver Strom von
weniger als 1 fiA Grösse [Gl. (2.8)].
a) Gesperrter Zustand 0 (U = 0)Der Strom im Sperrpunkt 0 folgt aus Gl. (2.5),
wenn £7=0 gesetzt wird. Er ist aber auch durch die
Gl. (1.10) direkt gegeben:
Io= -(l-aj,)/sEp^ Icbop (2.8)a.Ep
Der Betrag dieses Sperrstromes I0 ist für nicht
symmetrische Transistoren viel kleiner als derjenigevon ICBOp. Seine Temperaturabhängigkeit ist prak¬tisch gleich gegeben wie jene des Kollektorsperr¬stromes Iqbov wenn man von der weniger ins Gewicht
fallenden Änderung der Stromverstärkungen absieht :
^-«fclo (2-9)
Im Sperrbereich von 0 bis S ist + I0^.I <0 und
somit rs>\rN\ in Gl. (2.7). Der Sperrwiderstand rs
ist also gegeben durch:
ünr.~—~-z (2-10)
-Io + I
Auf Grund dieser Gleichung müsste im Sperrpunkt0 der Sperrwiderstand rs im Idealfall unendlich grosssein und dann gegen S hin allmählich abnehmen.
Aus der Gl. (2.5) kann der Wert von Iv im Sperr¬
punkt 0 für a.p «a 1 und a.„ <« 1 entnommen werden zu :
(2.11)
Die Multiplikation mit der Stromverstärkung a.En
hat zur Folge, dass Iv0 recht gross werden kann.
/ PiTJ
b) Schaltpunkt S ( r =dl
0
Die Bedingung r = 0 führt auf Grund von Gl. (2.7)zu folgender Beziehung für den Schaltstrom Is :
Is^-^r + Io (2.12)OLEn Rv
Für Rv > 1 kOhm und a.En > 10 wird dieser Schalt¬
strom Is < 2,5 juA. Ein Vergleich mit Gl. (2.25) zeigt,dass Is immer mindestens um den Faktor UvjUBkleiner ist als Iw. In den meisten gebräuchlichen Fäl¬
len mit a.En Rv > 10 • 100 D kann deshalb Is «* 0 an¬
genommen werden. Mit der Näherung «, « 1 und
Gl. (2.6) folgt die Schaltspannung Us aus Gl. (2.5) zu :
Us Uv + ÜEpS -ÜB-Rv {<X.En + 1) •
ICBOn- IcBOpUcEn
TCn
Ucp
rcp
(2.13)
Oder mit Hilfe von Gl. (2.11) gilt angenähert:
Us<^Uv+ Ueps - Üb - Rv Iio (2.14)
Aus dieser Bestimmungsgleichung für Us ist er¬
sichtlich, dass mit Hilfe von Schaltungsmassnahmennur der letzte Anteil
y>z = Rv Iv< (2.15)
klein gemacht werden kann. Die beiden anderen
Grössen UEvs und UB sind physikalisch bedingt.
UEps ist eine kleine negative Spannung, gegebendurch :
ÜBÜEps *=* Ub In (2.16)
-IcBOp OLEn OLIEp Rv
die mit steigender Temperatur ebenfalls um etwa
c2 «* - 2 mV/°C abnimmt (siehe Figur 5b).
Bei Annahme konstanter <xEre und rCj ist die Tem¬
peraturabhängigkeit der Schaltspannung Us gegebendurch:
(2.17)
dus
BT' i + C2-Rv {a.En + 1) Ci (IcBOn-IcBOp) <=« + C2 - Ci y>3
Daraus ist ersichtlich, dass Rv, a.En und ICboj klein
sein müssen, damit die Temperaturabhängigkeit der
Schaltspannung Us klein wird. Dies wird zum Bei¬
spiel durch Verwendung von Silizium-Transistoren
mit kleinen ole„ und Icboj erreicht.
c) Bereich des negativen Widerstandes (S bis W)
Im Bereich des negativen Widerstandes steigt der
Strom I kontinuierlich an und für l>>\l0\ folgt aus
Gl. (2.7) zunächst r, <S j rN | und damit die Grösse des
negativen Widerstandes :
Tn> OLEn Rv (2.18)
Bei gegebenem a.En lässt sich demnach der Betragdes negativen Widerstandes mit Hilfe von Rv sehr
leicht und in weiten Grenzen variieren. Die Änderungvon rN bei Variation der Temperatur ist gleich der¬
jenigen der Stromverstärkung a.En des npn-TransistorsT2, die in den meisten Fällen gering ist.
Durch Vergleichen von Gl. (2.1) und Gl. (2.5)findet man den Quellenstrom Iv für / >» | ICB oj \ zu :
Up gleich derjenigen von UEp, also c2 «a - 2 mV/ °C.
2.3. Messungen an Dreipolschaltern
Die interessierenden Charakteristiken der Schalter
werden auf einem xy-Kathodenstrahloszillographen
0,1 mA'Skt.
Nr. 1
Tt: OC71
T2: OC140
Rv = 390 n
<*En «< 86
0,1 mA/Skt.
Nr. 2
Tx: OC77
T2: 2N78
Rv = 1 kß
a£B i=K 55
^HlNMHIIHI
CO
> ÜÜHHIHiniCM
ff«Heh«aa«
0,1 mA/Skt. 0,1 mA/Skt.
Nr. 3 Nr. 4
T, : PAT 25
T„: 2N147
Rv = 3,9 kQ
Ge-pnpn-Triode ATZ 10
Rv = 10 kß
a-En ai 12,5
Fig. 4. Schaltcharakteristiken
Uv = 12 V, t = 22° C
U = f (/) von Dreipolschalte
dargestellt, indem der Strom / als unabhängige Ver¬
änderliche von einer, durch eine sägezahnförmige
Spannung von zirka 10...
20 Hz ausgesteuerten,Pentode erzeugt wird.
Die Figur 4 zeigt Aufnahmen der Schaltcharakte¬
ristik von drei typischen Dreipolschaltern sowie einer
Ge-pnpn-Triode bei Raumtemperatur. Der Nullpunktder Skalen befindet sich in der Ecke unten links. U ist
positiv nach oben und / positiv nach rechts aufgetra¬
gen. Die Einheiten je Skalenteil (Skt.) sind angegeben.Aus diesen Messungen kann mit Hilfe des Quellen¬
widerstandes Rv und der Stromverstärkung a.En die
Gl. (2.18) für die Grösse des negativen Widerstandes
rN kontrolliert werden. Dies geschieht in der Tabelle 1.
Es ist daraus ersichtlich, dass die beiden letzten
Kolonnen gut übereinstimmen.
Tabelle 1: Kontrolle der Gl. (2.18): rN sa -O-En Ri
Schalter
vRv
Ar.
aEnr$ nach
Gl. (2.18) gemessen
1 0,39 kß
2 1 kß
3 3,9 kß
86
55
12,5
34 kß
55 kß
49 kß
36 kß
ca. 60 kß
50 kß
Aus der Messung Nr. 4 kann entnommen werden,
dass die pnpn-Triodc ATZ 10 einen negativen Wider¬
stand von rx «s - 40 kti besitzt, wenn Rv = 10 kQ
beträgt. Demzufolge hätte der npn-Transistor T2 im
Ersatzschaltbild eine mittlere Stromverstärkung von
aA-»i % 4. Die Konstanz des Betrages von rN über den
ganzen Strombereich von S...W ist ein Mass für
die Konstanz der Stromverstärkung <x.En des npn-
Transistors T2. Während sie sich bei den beiden
Schaltern Nr. 1 und Nr. 3 über den gesamten Bereich
praktisch nicht verändert, sinkt sie beim Schalter
Nr. 2 für grössere Ströme / und steigt bei der pnpn-
Triode ATZ 10.
Die Durchlaßspannung Up des Siliziumschalters
Nr. 3 ist wesentlich grösser als zum Beispiel jene des
Germaniumschalters Nr. 1. Dies ergibt sich nach
Gl. (2.34) deshalb, weil sowohl die SättigungsspannungUsat n
als auch die Emitter-Basis-Spannung UEp bei
Siliziumtransistoren rund doppelt so gross sind wie
jene von Germaniumtransistoren.
2.3.1. Temperaturverhalten
Als typischen Fall zeigt die Figur 5 das Temperatur¬verhalten der Schaltcharakteristik des Germanium-
Schalters Nr. 1. Ebenfalls aufgetragen sind die beiden
Emitter-Basis-Spannungen UEj als Funktion des
Schalterstromes /. Man sieht deutlich deren Abnahme
um etwa 2 mV/°C bei steigender Temperatur.
Bei einem Temperaturanstieg von 0 °C auf +41 °C
sinkt die Umschaltspannung Us um rund 0,5 V ab.
Der Betrag des negativen Widerstandes rN steigt ein
wenig an, was auf eine Zunahme von a.En hindeutet.
Der Widerstand rs im gesperrten und rd im leitenden
Zustand verändert sich dagegen nicht messbar.
12
u ' i
10V-
5V
1
Typ wie jene des Schalters Nr. 1 gemacht. Die Mess¬
werte sind in der Tabelle 2 zusammengestellt undgeltenfür Uv = + 11,8 V, Bv = 390 Ohm, t = + 21 °C.
0,1 0,2 0,3 0,4 mA
Fig. 5. Dreipolschalter Nr. 1 mit Uv = 12,4 V und Ev = 390 Q.
a) Schaltcharakteristik
b) Emitter-Basis-Spannung OC 71
c) Emitter-Basis-Spannung OC 140
Mit den Kollektorsperrströmen der beidenTransisto¬ren bei Raumtemperatur (ICBOn = + 0,9 /*A, Icbop =— 4,1 fiA), sowie den übrigen bekannten Werten findet
man aus der Gl. (2.17) die Abnahme der Umschalt¬
spannung je °C Temperaturanstieg:
-Us= -ll,6mVI°C (2.36)
8T
was mit dem gemessenen Wert von -0,5 V/41 °C =
- 12,2 mV/°C gut übereinstimmt.
2.3.2. Charakteristische Punkte 0 bis P
Um die verschiedenen im Abschnitt 2.2. berechneten
Formeln überprüfen zu können, wurden bei Raum¬
temperatur Messungen an einem weitern Schalter
Nr. 5 mit Germanium-Transistoren vom gleichen
Tabelle 2: Messwerte an Schalter Nr. 5 bei t = 21 °C
Messgrösse Einheit 0 S w D P
h mA + 0,4 + 0,4 +29,0 +29,2 +29,2
Ibp fiA + 5,1 + 5,0 — 7,4 —220 -^20
I mA —0.00041 0 + 0,26 +0,55 + 1,0
ÜEn V — 0,11 —0.11 —0,24 —0,245 —0,258
ÜCn V +11,5 +11,5 0 —0,144 —0,182
Uep V —11,6 —0,08 +0,092 +0,159 +0,198
U V 0 + 11,5 +0,335 +0,263 +0,274
Die Daten der beiden verwendeten Transistoren
sind angegeben in der Tabelle 3.
Tabelle 3: Transistordaten des Schalters Nr. 5 bei t = 21 °C
Grössepnp-Transistor
00 71
npn-TransistorOC 140
Icsoj
^'(bei 11.8V)
rc,
Iceoj
ISEj
— 2,86 fiA
— 0,19 [iA
—87 ftA+ 6,3 fiA
+ 0,46 /iA
+ 0,07 pA
+ 11,8 /iA— 4,4 fiA
«Ej
*IEj
0,977
42
0,68
2,1
0,992
124
0,91
10,1
Tabelle 4: Vergleich von berechneten mit gemessenen Werten bei
/ = 21°C
Charakteristischer
PunktGrösse Gleichung
Berechneter
Wert
Gemessener
Wert
0Io
IvO
(2.8)
(2.11)
— 0,14 (iA+0,447 mA
— 0,41 fiA+ 0,4 mA
SIs
Us
(2.12)
(2.14)
+ 0,4 nA
+11,52 V
0 ^A+11,5 V
Negativer Widerstand ?N (2.18) —48 kß —43 kß
W
Iw
IvW
Uw
(2.25)
(2.19)
(2.26)
+ 0,24 mA
+29,8 mA
+ 0,313 V
+ 0,26 mA
+29,0 mA
+ 0,335 V
DIvD
ÜB
(2.28)
(2.31)
+30,0 mA
+ 0,26 V
+29,2 mA
+ 0,263 V
P ÜP (2.34) + 0,266 V + 0,274 V
Der in der Tabelle 4 zusammengestellte Vergleichvon berechneten und gemessenen Werten zeigt - mit
Ausnahme des Sperrstromes I0— gute Übereinstim¬
mung. Damit ist die Zweckmässigkeit der gemachtenVernachlässigungen in der Herleitung der Gleichun¬
gen im Abschnitt 2.2 nachgewiesen.
13
im nichtleitenden
grosser Leckstrom
3. Vierpolschalter mit komplementären Transistoren
Die Untersuchungen an den Dreipolschaltern mit
komplementären Transistoren haben gezeigt, dass die
Temperaturabhängigkeit der Schaltcharakteristik zur
Hauptsache davon herrührt, dass der npn-TransistorT2 nicht wirkungsvoll gesperrt ist, sondern stets mit
dem Kollektorstrom ICp des pnp-Transistors T1 in
Vorwärtsrichtung betrieben wird (siehe Figur 2).
Dies hat zur Folge, dass:
Zustand des Schalters ein
Iv0 nach Gl. (2.11) aus der
Referenzspannungsquelle Uv herausniesst,
2. die Schaltspannung Us nach Gl. (2.14) um minde¬
stens y>3 = Iv0 • Bv kleiner ist als Uv und
3. die Temperaturabhängigkeit von Us durch diesen
Leckstrom Iv0 nach Gl. (2.17) ebenfalls stark beein-
flusst wird.
Mit Hilfe einer zusätzlichen Vorspannung ist es nun
aber möglich, den Transistor T2 ebenfalls zu sperren,
wodurch die vorstehend aufgeführten Nachteile be¬
hoben werden und eine Schaltung mit sehr tempera¬turkonstanter Charakteristik entsteht.
3.1. Funktionsweise
Der Vierpolschalter von Figur 6 entsteht aus dem
Dreipolschalter der Figur 2 durch Hinzufügen einer
Sperrquelle U2 mit dem Innenwiderstand B2. Seine
TEp- I
Uv -i=
Fig. 6. Vierpolschalter mit komplementären Transistoren
Schaltcharakteristik ist in der Figur 7 skizziert.
Solange Transistor T1 sperrt, ist nun auch T2 gesperrt.
Nachdem im Punkte G die Umschaltspannung U0^> Uv
erreicht ist, öffnet sich Tr Sein Kollektorstrom
fliesst hauptsächlich über B2 weg, bis die Emitter-
Basis-Spannung UEn einen solchen Wert erreicht, dass
auch der npn-Transistor T2 zu leiten beginnt. Nun
tritt die positive Rückkopplung zwischen T1 und T2 in
Aktion, / steigt, U sinkt, womit der Bereich des
negativen Widerstandes erreicht ist. Das Verhalten
des Vierpolschalters in den Punkten W, D und P ist
gleich demjenigen des Dreipolschalters. Mit Hilfe von
U2, B2, Uv, Bv lässt sich die Schaltcharakteristik in
sehr weiten Grenzen beliebig variieren.
u i
G Si
rs
W
°,
VwD
—•rd P
•—^ I
Fig. 7. Schaltcharakteristik des Vierpolschalters
3.2. Berechnung der Schaltcharakteristik
3.2.1. Vierpolsehalter mit separater Sperrspannung U2
Die Berechnung dieser Schaltcharakteristik ge¬
schieht analog zu derjenigen des Dreipolschalters.Insbesondere gelten die allgemeinen Transistorglei¬
chungen des Abschnittes 1, aber auch die Gl. (2.1) bis
(2.3) sind noch unverändert gültig. Gl. (2.4) geht über
in:
lBn + Icp=I'2. (3.1)
Der Kollektorstrom ICp des pnp-Transistors T1 ist
durch die Gl. (1.3) gegeben und derjenige des npn-
Transistors T2 wird für î7£ra>?7B (Sperrbereich)
analog zu Gl. (1.11):
Icn^IcBOn = —IlSn (3.2)
was gleichbedeutend mit IEn ^ 0 ist.
Es kann gezeigt werden, dass die neuen Gleichun¬
gen für If0, Ug und BUg/ 8T unter diesen Vorausset¬
zungen erhalten werden, indem in den entsprechenden
Gleichungen des Dreipolschalters [Gl.(2.11), (2.14)
und (2.17)] der Faktor {a.En + 1) gestrichen und gleich1 gesetzt wird. Sie lauten deshalb für den Vierpol¬schalter :
Gesperrter Zustand 0 (U = 0)
Io
Übrs>
( 1 - OCp) IsEp <=" IcBOpa.Ep
-Io + I
IvO «=j T ,
UcEn« ICBOn
—
lCBOp H
rcn
Ucp
rcp
(3.3)
(3.4)
(3.5)
Anfangspunkt G (I «* 0)
Unmittelbar nach dem Anfangspunkt G beginntder pnp-Transistor T1 zu leiten, das heisst sein
Emitterstrom I wird positiv. T2 ist noch gesperrt. Es
gilt:UcEn Ucp^
rcP
(3.6)
Ug >=*> Uv + Ueop — Bv ( IcBOn - Icbop -\
TCn
Uq<^Uv+ Ueop - fi (3.7)
14
dUa UeovCiipt
(3.8)
(3.9)8T T
Schaltpunkt S (Usœ Uv)
Der Schaltpunkt ist dann erreicht, wenn sowohl
die Emitter-Basis-Diode von Tx als auch jene von T2
genügend in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, das
heisst UEp & - UEn & + 0.1... + 0.15 V (siehe
Figur 11).Die für den Vierpolschalter im Bereich O
...W
allgemein gültige Beziehung lautet analog zu Gl.
(2.5):
U=Uv+ UEp - Bv (.OLE* + 1) •
/ (<X.p + OCn - 1) + IvO + Otp
TJEn — Uo (3.10)
Hierin ist der letzte Summand in der eckigenKlammer gegenüber dem Dreipolschalter neu dazuge¬kommen. Wird wieder ap *» 1 gesetzt, so geht die
Gl. (3.10) über in:
U~Uv+UEp-Rv(*En+l)(xJ+Lo+l^-^1)(3.n)Im Schaltpunkt S ist Us ^ Uv, womit aus Gl. (3.11)
folgt:ÜEpS 1 / UeuS — Ü2
Is- IvO (3.12)CtEn Bv U.n \ B-2.
In sehr vielen Fällen ist Bv und B2 von derselben
Grössenordnung und für <x„ «^ 1 gilt dann :
(3.13)
Ebenso folgt aus Gl. (3.12) die Temperaturabhän¬gigkeit von Is zu :
(3.14)
Bereich des negativen Widerstandes (S bis W)
Durch Differenzierung folgt aus Gl. (3.11):
r = = r0p — a.EnBv-«.En — ron (S.io)dl B2
Figur 11 zeigt, dass für positive Ströme / von eini¬
gen fiA der erste Summand vernachlässigt werden
darf. Dagegen kann der dritte Summand bei kleine¬
rem B2 eine Verminderung des Betrages des negativenWiderstandes verursachen. Die zu Gl. (2.18) analogeGleichung lautet nun:
(3.16)
Figur 11 zeigt, dass | ron | noch im Schaltpunkt S
einen recht grossen Betrag (zum Beispiel 0,7 kfi)aufweisen kann.
ICn ist gegeben durch Gl. (1.4)'
und geht für grosse
Ströme über in:
Icn^O-En Ißn (3-17)
Weil anderseits | IBp j < Iv ist, wird ICn ^ Iv. Somit
gilt analog zu Gl. (2.19):
Iv'^O.EnlBn (3.18)
Endpunkt W {UCn = 0)
Für Uw gilt dieselbe Gl. (2.21) wie beim Dreipol¬schalter. Dagegen ist der Strom Iw gegeben durch:
Us'Is
TN
(3.19)
wobei die Werte durch die vorangehenden Gleichun¬
gen bestimmt sind.
Tiefpunkt D und positiver Bereich P
Es gelten hier die gleichen Überlegungen wie beim
Dreipolschalter.
3.2.2. Abgewandelte Vierpolschalter
a) Sperrspannung U2 durch Spannungsteiler erzeugt
Die Sperrspannung U2 muss nicht unbedingt durch
eine zusätzliche Batterie erzeugt werden. Man erhält
sie auf einfache Weise mit Hilfe eines Spannungs¬teilers Ba, Bb wie in Figur 8 angegeben. Dabei kann
Bb auch durch eine Referenzspannungsdiode ersetzt
werden.
Für Bb < B2 verhält sich diese Schaltung praktisch
genau gleich wie jene mit separater Sperrbatterie U2.Für Bb > B2 nähert sich das Verhalten des Schalters
demjenigen mit U2 = 0, wie es nachfolgend unter b)beschrieben wird.
Fig. 8. Vierpolschalter mit Spannungsteiler Ba, üb, zur Er¬
zeugung der Sperrspannung U2
b) Sperrspannung U2 = 0
Für grosse B2 (zirka 100 k£2) verhält sich der
Vierpolschalter mit U2 = 0 praktisch wie ein Drei¬
polschalter (siehe Fig. 6). Der Transistor T2 ist im
Sperrbereich O...
S des Schalters nicht gesperrt.Wird nun B2 verkleinert, so tritt bei B2 = 0 der Fall
ein, wo UEn = 0 und somit ICn = —Iscn wird. Man
kann ihn als halbwegs gesperrten Zustand bezeichnen,da er zwischen demjenigen des gewöhnlichen Vier¬
polschalters mit UEn > 0 und jenem des Dreipol¬schalters mit UEn < 0 liegt.
15
li
0,1 m A, Skt.
Nr. 1
Tt: OC77
T2: OC 140
«En ~ 69
LI0,2 mA/Skt.
Nr. 2
Tx: OC77
T,: TF 70
19
L2-
«En
Fig. 9. Schaltcharakteristiken U = i (I) von Vierpolschaltern mit U2 = 1,55 V, Uv = 12 V, Rv
0,5 mA/Skt.
Nr. 3
T,: PAT 25
T2: 2N 147
«En <*> 12,5
1 kfi, R, = 3,2 kQ, * 22° C
Im Falle von UEn ^ 0 ist Gl. (1.11)' nicht gültig, da
der Transistor T2 nicht rückwärts vorgespannt ist.
T2 leitet im Sperrbereich O. ..
S etwas mehr, als
wenn U2 + 0 wäre, jedoch weniger als beim Dreipol¬schalter. Für R2 < 1 k£i wird
Icn ^ -IsCn = (3.20)1 — V.In OLn
Es gelten demzufolge dieselben Beziehungen wie
beim Vierpolschalter mit U2 + 0, nur muss ICBOndurch —Iscn un<i U2 durch 0 ersetzt werden:
ÜCp
rcp
T ^ T T_L
UcEn1*0^ —1 SCn — 1 CBOp H
rcn
Uq ^ Uv + Ueop — Rv IvO
Ig ^0
Us ^ Uv
T— UßnS
lS ^
Ä2
^ 4 h C\ (iSCn + J-CBOp)8T R2
(3.22)
(3.23)
(3.24)
(3.25)
(3.26)
TN
Iv
Iw
-— OLEn Rv H r0;
<XEn Ihn (von S...W)
Uv — UcEn UEn
OLEn Rv Ri
(3.27)
(3.28)
(3.29)
Mit solchen abgewandelten Vierpolschaltern kön¬
nen sehr wirkungsvolle Sperrschaltungen («lock out»-
Schaltungen) konstruiert werden, wie in Abschnitt 5
des II. Teils gezeigt werden wird.
(3.21) 3 3. Messungen an Vierpolschaltern
Figur 9 und Figur 10 zeigen Aufnahmen der Schalt¬
charakteristik von typischen Vierpolschaltern bei
Raumtemperatur mit einer ReferenzspannungsquelleUv = 12 V und Rv = 1 k£2. Bei den Messungen von Fi¬
gur 9 beträgt die Sperrspannung U2 = 1.55 V und der
Sperrwiderstand R2 =3,2 kQ, während im Falle von
Figur 10 U2 = 0 und R2 = 0,38 kü beträgt. Die
Transistorpaare der einzelnen Schalter sind in beiden
Figuren dieselben.
0,1 mA,Skt.
Nr. 1
0,2 mA Skt.
Nr. 2
0,5 mA; Skt.
Nr. 3
Fig. 10. Schaltcharakteristiken U = t(I) von Vierpolschaltern mit U2 = 0, i?2 = 0,38 kQ, die übrigen Daten wie in Fig. 9
16
Tabelle 5: Kontrolle der Gleichungen für Is und rs
Aus ähnlichei' Messungen, wie sie in den Figuren 11
und 12 aufgetragen sind, kann man die Werte für
UEn und ron im Schaltpunkt S entnehmen. Damit und
mit cnEn lassen sich die für Is beziehungsweise rN
hergeleiteten Gl. (3.13), (3.16), (3.25) und (3.27) kon¬
trollieren. Die Resultate dieser Kontrolle zeigt die
Tabelle 5.
Der Vergleich zwischen berechneten und gemesse¬
nen Grössen zeigt gute Übereinstimmung. Auffallend
ist die Abnahme des Betrages von rN. wenn U2 = 0
ist an Stelle von U2 = 1.55 V. Das rührt davon her,
dass i?2 im ersten Falle nur 0,38 kü beträgt und somit
der Einfluss des zweiten Summanden, der von ron
herrührt, in der Gl. (3.27) grösser ist als im zweiten
Fall von Gl. (3.16) mit R2 = 3.2 kü bei gleichenBv und <xEn.
Die Stromverstärkung xEn ist bei den ersten beiden
Schaltern Nr. 1 und Nr. 2 über den ganzen Bereich
des negativen Widerstandes besser konstant als bei
Schalter Nr. 3.
3.3.1. Temperatarverhalten
Die Figuren 11 und 12 zeigen Messungen am Schal¬
ter Nr. 1 bei drei verschiedenen Temperaturen. Sie
dienen zur Kontrolle der Gl. (3.14) und (3.26). In
beiden Fällen sinkt | UEnS | um etwa c2 = - 2 mV/° C.
Mit c1 nach Gl. (1.17) und ICbov -Icbou ^ -2.1 juA
folgt aus Gl. (3.14):
^ = + — + ci(IcBOp-Icnon) = -0.84pA/°C (3.30)
Aus der Figur 11 entnimmt man für A T = + 40° C
ein Als-35pA, somit aIs/aT = -0,87 fiA/°C,was sich gut mit dem Resultat von Gl. (3.30) deckt.
Im Falle von U2 = 0 folgt aus Figur 12 und Gl.
(3.26) mit ISCn = - 3.2 /iA und ICBOp = - 1,45 fiA :
— = + — + Ci (Iscn + Icbop) = - 5,6 a A/» C (3.31)8T B2
Gemessen wurde in Figur 12 : A Isj A T «* — 6 fiA/° C,was ebenfalls ungefähr dem berechneten Resultat
entspricht.
Die beiden Figuren zeigen deutlich, bei welchen
Emitter-Basis-Spannungen die Transistoren zu leiten
beginnen und die positive Rückkopplung einsetzt.
uJ
/(°C)
ov-
jT^22
5V- lär40
—i—i—i—i—j—h—rS— ^-
0,5 mA
Fig. 11. Vierpolschalter Nr. 1
Tx: OC77, T2: OC 140
Uv = 12 V, Bv = 1 kü
U2= 1,55 V, Ä2 = 3,2kQ
3.3.2. Charakteristische Werte
Analog wie beim Dreipolschalter lassen sich auch
hier mit Hilfe der abgeleiteten Gleichungen und den
Transistorgrundgrössen die charakteristischen Werte
17
U M
/ (°C)
0,5 mA
22 M°C)40
0,5 mA
Fig. 12. Vierpolschalter Nr. 1
Ti: 0C 77, T2: 00 140
Uv = 12 V, Rv = 1 kn
I72 = 0, £2 = 0,38 kn
in den Punkten 0...
P berechnen. Der Vergleichmit den gemessenen Werten sei hier weggelassen. Er
zeigt wieder gute Übereinstimmung.
Für den Schalter Nr. 1 ist in den beiden Figuren 13
und 14 noch der Einfluss des Sperrwiderstandes R2auf den Schaltstrom Is sowie den negativen Wider¬
stand rN bestimmt worden. Die Figur 13 zeigt deut¬
lich, wie für grosse R2, rN&- a.En Rv beträgt. Wird
nun R2 verkleinert, so steigt Is gemäss Gl. (3.13) an
und der absolute Betrag von rN sinkt nach Gl. (3.16),weil ron < 0 ist. So ist er zum Beispiel bei R2 =3.2 kQ
noch - 55 kQ, statt - 69 kQ wie bei R2 = °°.
Das gleiche Verhalten zeigt auch die Figur 14 für
U2 = 0. Bei grossen R2 ist rN <=» - 69 kQ, dagegensinkt der Wert auf rN & - 35 kQ bei R2 = 380 Q,weil dort rm ^ - 0,2 kQ beträgt.
10 V
1 mA
0,97 fi>2 ( kn. )
2 mA
Fig. 13. Einfluss des Sperrwiderstandes R2 auf den Vierpol¬schalter Nr. 1, Uv = 12 V, Rv = 1 kfl, U2 = 1,55 V,t = 22°C
10 V •
Rz ( kQ)
0,5 mA
Fig. 14. Einfluss des Sperrwiderstandes R2 auf den Vierpol¬schalter Nr. 1, Uv = 12 V, Rv = 1 kfl, U2 = 0, t = 22°C
4. Zweipolschalter mit komplementären Transistoren
Bei den Zweipolschaltern wird die Referenzspan¬
nung nicht von aussen angelegt, sondern mit Hilfe
einer Referenzspannungsdiode in der Schaltung selber
erzeugt. In der Figur 15 ist die von Harel12 bei Raum¬
temperatur untersuchte Schaltung angegeben. Die
Figur 16 zeigt eine typische Charakteristik derselben.
Diese ist jener von Figur 7 sehr ähnlich, mit Ausnahme
des Sperrgebietes 0...
G. Im Falle des Zweipol¬schalters ist hier der Schalterstrom / im Sperrgebietpositiv, während er beim Drei- und Vierpolschalter
negativ ist. Ebenso ist der différentielle Widerstand rs
für C7=0 beim Drei- und Vierpolschalter viel grösserals beim Zweipolschalter16.Es wäre auch möglich, die Referenzspannungs¬
diode Dr - statt wie in Figur 15 eingezeichnet - über
den Transistor T^ direkt zu legen17. Weil uns aber in
erster Linie die Ersatzschaltung der pnpn-Diodeinteressiert, wird im Folgenden nur die Schaltungnach Figur 15 näher untersucht. Dabei geht es vor
allem darum, die temperaturabhängigen Glieder in
den Herleitungen von Harel zu bestimmen.
4.1. Funktionsweise
Zum besseren Verständnis wird die Funktions¬
weise des Schalters kurz wiederholt. Wenn U von
Null aus erhöht wird, so sind zuerst einmal beide
Transistoren T1 und T2 und ebenso die Referenzspan-
18
UcEp
Fig. 15. Zweipolschalter mit komplementären Transistoren
nungsdiode Dr gesperrt. Beide Basisströme fliessen
im Vergleich zum Normalbetrieb in umgekehrterRichtung. Der durch den Schalter niessende Sperr¬strom ist klein ; der Widerstand des Schalters ist gross.
Erreicht die Diodenspannung Uv den Referenzspan¬nungswert Uv = Ur, so beginnt der Rückwärtsstrom
/„ durch die Diode zu steigen. Im Anfangspunkt G
der Charakteristik ist Iv auf sein Maximum angestie¬gen, die Basisströme werden Null, die beiden Tran¬
sistoren beginnen sich zu öffnen und werden aktiv.
Der Betrag der Emitterströme steigt, und im gleichenMasse nimmt der Diodenstrom ab. Im Schaltpunkt S
ist letzterer so klein geworden, dass die Referenzspan¬nung Ur zusammenbricht und sich die beiden Tran¬
sistoren durch ihre positive Rückkopplung gegenseitigvollständig in den leitenden Zustand bringen. U sinkt
auf einen kleinen Wert ab. Die Kollektorspannungensinken und werden im Endpunkt W zu Null. Im Tief¬
punkt D sind beide Transistoren gesättigt und bleiben
es im ganzen Durchlassbereich.
4.2. Berechnung der Schaltcharakteristik
a) Schaltpunkt S
Das Verhalten des Zweipolschalters ist hauptsäch¬lich dadurch charakterisiert, dass der Umschalt-
U
0*
G
Iß P
ström Is bei steigender Temperatur sinkt. Bei
Schaltern mit Germanium-Transistoren ist diese
Stromabnahme oft so gross, dass schon eine kleine
Temperaturerhöhung genügt, um die negative Wider¬
standscharakteristik zum Verschwinden zu bringen.Da alle andern charakteristischen Werte auf Tem¬
peraturschwankungen um Grössenordnungen wenigerempfindlich als Is sind, befassen sich die nachfolgen¬den Untersuchungen besonders mit dieser Frage. Die
im Abschnitt 4.3. der Arbeit von Harel verwendeten
Grundbeziehungen können mit Ausnahme der Er¬
gänzung von IcEOj m Gl. 4.3.-2 und 4.3.-3 direkt
übernommen werden. Im Schaltpunkt S ist Us ^ Urund der Diodenstrom Iv = 0. Es gilt nach Figur 15
unter Berücksichtigung der entsprechenden Vorzei¬
chen:
/ = - Icp + Icn (4.1)
Icp(T UcEp\
= OLEp 1 ^ Bp +
\ rcP )+ IcEOp (4.2)
Icn(t ,u°*«\
= «.Eni J-Bn H
V rcn )+ IcEOn (4-3)
Ißp— U+ VEp + UcEn
Blip(4.4)
IsnU+Ue„+ Ucep
Rßn(4.5)
IrepU—UcEn
(4.6)B.Ep
U + UcEpIreu
Rsn
Ißp = — ICn + IrEp
Ib«. = — Icp — IrEti
(4.7)
(4.8)
(4.9)
Aus diesen neun Gleichungen lässt sich / = f ( U)wie folgt berechnen :
/ =— Ü+Isrs
Mit der Substitution
qj = H -
Rei
(4.10)
(4.11)
und der allgemein gültigen Näherung RS;- < rcj,sowie der für das Auftreten eines Bereiches mit
negativem Widerstand notwendigen Bedingung :
qn qp.t :
OLEn CCEp
hat Harel die folgenden Resultate gefunden:
TCn \ OLEp I rcp V CLEn /
(4.12)
1
gs = — -
rs1
qP qn
(4.13)
Fig. 16. Schaltcharakteristik des Zweipolschalters O.Ep «.En
19
q„ 1qp \ / — UEn IcEOn'
Is =
CLEp' qn Re CCEn )
qPqn
a.Ep «-En
qn
CLEn
+
qP 1 + ^-U.Ep lOEOp
qp Rep «.Ep
1qPqn
(4.14)
<X.Ep OLEn
Im allgemeinen ist der Betrag des negativen Wider¬
standes so gross, dass | U/rN\<Is wird und somit die
Gl. (4.14) den gesamten Schaltstrom Is darstellt.
Man beachte, dass in der Gl. (4.13) für den negati¬ven Widerstand rN die Sperrströme Iceoj sowie die
Emitterbasisspannungen UEj nicht vorkommen, was
eine gute Temperaturkonstanz erwarten lässt.
Die Bedingung (4.12) ist gleichbedeutend mit:
Re;>^ (4.15)O.E]
Dem Widerstand REj ist demzufolge eine untere
Grenze gesetzt. Dies trifft auch zu, wenn zum BeispielRsj = 0 gemacht wird, weil dann der nicht ideale
Transistor noch stets einen endlichen Basiszuleit¬
widerstand rBB' aufweist.
In vielen praktischen Fällen ist REj nicht sehr
gross (etwa 1 k&), so dass folgende Näherung gilt:
Iceoj Üej
olej qj Rej
Damit geht die Gl. (4.14) über in:
l {qn\ÜEP A
(qpWft
OLEnJ REp \ CLEp J ReuIs*
1qPq°
(4.16)
(4.17)
C/.Ep Cf-En
Spezialfall: RBj = 0
Für den Spezialfall wo RBj =^ 0 (das heisst qj = 1)
ist, gehen die Gl. (4.13) und (4.17) mit der Näherung
ot.Ej > 1 über in :
(4.18)
(4.19)
Das Resultat von Gl. (4.19) findet man auch direkt
aus der Schaltung von Figur 15 unter der Annahme,dass IBj œ 0 und I„ «* 0 ist. Dies stimmt für den Fall,wenn Is nicht zu klein ist.
Gl. (4.13) zeigt, dass der Betrag von rN steigt,wenn die Basiswiderstände RBj verkleinert werden.
Er erreicht im Spezialfall von RBj = 0 das Maximum
von Gl. (4.18). Anderseits sinkt Is gemäss Gl. (4.14).Aus Gl. (4.14) und (4.19) folgt, dass der Schalt¬
strom Is direkt proportional zur absoluten Summe
der beiden Emitter-Basis-Spannungen UEBj ist (UE„ist negativ!). Dies hat denn auch die grosse Tempera¬turabhängigkeit von Is zur Folge.
(4.20)
Die beiden Emitter-Basis-Spannungen UEj können
in Funktion des Gesamtstromes / analog zu Gl.
(2.32) wie folgt angesetzt werden:
Uep~ Ueop + ropI + c2(T- T0)
Ueu^Ueou + Tonl-Cz (T-T0)
Dabei ist in beiden Fällen c2 ^-2 mV/°C einzu¬
setzen.
Für REp = REn = RE geht damit die Gl. (4.19)über in :
Ueop ~ Ueou + 2 C2 ( T — To)Is- (4.21)
RE-(r0p-ron)
In diesen Gleichungen sind die beiden Grössen
UEoj und r0j annähernd konstant bei veränderlicher
Temperatur. Somit folgt aus Gl. (4.21) in erster
Näherung :
(4.22)dis
8T^
2c2
Re-- (Top -~^on)
In dieser Gleichung drückt c2 die Änderung der
Emitter-Basis-Spannungen UEj in Funktion der
Temperatur T und die roj in Funktion des Gesamt¬
stromes / aus. Je grösser der Betrag von c2 und r0j ist,umso stärker ist Is von der Temperatur abhängig.
b) Anfangspunkt 0 (IBj œ 0, Iv : maximal)
Im Anfangspunkt G ist der Diodenstrom Iv auf
sein Maximum angestiegen, und die beiden Basisströme
IBj sind in der Umgebung von G Null. Die SpannungU ist in erster Näherung ungefähr Ua ^ Ur. Für
Ijjj — 0 folgt aus der Figur 15:
ÜEFn(4.23)Io = Ic
R, En
Mit Hilfe der Gl. (1.22) für die freie Spannung UEFjfolgt daraus zum Beispiel:
d laj
ÜEFn= Cl 1 CEOn (4.24)
8T TREn
Die Verhältnisse in den Punkten 0, W, D, P sind
ganz analog wie beim Dreipolschalter.
4.3. Messungen an ZweipolschalternDie Figur 17 zeigt wieder Aufnahmen der Schalt¬
charakteristik von drei Zweipolschaltern und einer
Si-pnpn-Diode bei Raumtemperatur. Bei allen drei
Schaltern sind die Basiswiderstände RBj = 0 und die'
beiden den Emitter-Basis-Dioden gegenüberliegendenWiderstände RBj = 320 Ohm gewählt worden. Die
Diode Dr besteht aus zwei in Serie geschaltetenReferenzspannungsdioden vom Typ Z 7, deren jedeeine Referenzspannung von Ur «* 7 V besitzt.
Der Betrag des negativen Widerstandes ist für den
Schalter Nr. 1 am grössten. Dies deutet darauf hin,dass die Kollektorwiderstände bei den in diesem
Schalter verwendeten Transistoren grösser sind als
im Falle der übrigen Schalter.
Der Sperrstrom des Schalters Nr. 3 mit Silizium-
Transistoren und der Si-pnpn-Diode ist viel kleiner
20
0,2 mA/Skt.
Nr. 1
Ti : OC 73
T„: TF70
0,1 mA'Skt.
Xr. 2
T1= OC71
0,5 mA/Skt.
Nr. 3
Tt: PAT 25
T„: 2N340
1 mA Skt.
Nr. 4
Si-pnpn-Diode4N 20 D
Fig. 17. Schaltcharakteristiken U = î (I) von ZweipolschalternRb, = 0, Rev = Rsn = 320 a, t = 22° C, Dr: 2 x Z 7
als jener der beiden Germanium-Schalter, weil die
Sperrströme ICeo, von Si-Transistoren viel kleiner
sind als jene von Ge-Transistoren.
Der Si-Schalter Nr. 3 weist einen grösseren Schalt¬
strom Is auf als die beiden Schalter Nr. 1 und Nr. 2.
Dies rührt davon her, dass die Emitter-Basis-Span¬
nungen von Si-Transistoren grösser sind als jene von
Ge-Transistoren.
Ebenfalls haben die Durchlasswiderstände rd der
beiden Si-Schalter Nr. 3 und Nr. 4 einen grösserenWert als jene der beiden Ge-Schalter, weil die Sätti¬
gungswiderstände von Si-Transistoren allgemein
grösser sind als jene von Ge-Transistoren.
4.3.1. Temperaturverhalten
Die beiden Figuren 18 und 19 zeigen Messungen an
zwei typischen Zweipolschaltern Nr. 1 und Nr. 2 bei
verschiedenen Umgebungstemperaturen. Damit lässt
sich die Gl. (4.19) für den Schaltstrom Is verifizie¬
ren. Die Zusammenstellung der Resultate erfolgt in
der Tabelle 6. Ein Vergleich der beiden letzten Kolon¬
nen zeigt gute Übereinstimmung zwischen berechne¬
tem und gemessenem Schaltstrom Is.Der Schalter Nr. 2 weist bei t = 41° C keine
Schaltcharakteristik mehr auf, weil die Kollektor¬
sperrströme Içeo) über den Widerständen Rh, schon
genügend Spannungsabfall erzeugen, so dass beide
Transistoren von Anfang an leiten.
Aus der Figur 19 ist ersichtlich, dass schon bei
t = 30° C die Referenzdiode ohne Einfluss ist. Wohl
tritt noch ein Bereich mit negativem Widerstand auf,
aber die Transistoren werden leitend, bevor ein Dio¬
denstrom fliessen kann.
Die Kurven für die Emitter-Basis-Spannungen
Ujsj bestätigen die Abnahme derselben um etwa
c2 ^ - 2 mV/° C.
Aus den Messungen von Figur 18 folgt ferner für
die Bestimmung der Temperaturabhängigkeit des
Schaltstromes Is nach Gl. (4.22) bei t = 22° C:
rop = dUEpjdI^10D. (4.25)
ron = dUEnldI^-15Q (4.26)
Diese Werte, eingesetzt in der Gl. (4.22), ergebenmit RE = 320 Q. :
8Is/dT^-22,8pAI<>C (4.27)
Anderseits misst man in Figur 18 für eine Tempera¬
turerhöhung von 10° C auf 30° C eine Abnahme des
Schaltstromes um A Is = -0,43 mA. Daraus folgt:
a/s/a7, = -21,5/*A/oC (4.28)
Der Vergleich zeigt gute Übereinstimmung von
gemessenem und berechnetem Wert.
Tabelle 6: Prüfung der Gl. (4.19): IsUep ÜEn
Rev -ßfin
t
Schalter Xr. 1 Sehalter Nr. 2
ÜEp -ÜEnIs
ÜEp -ÜEnIs
Gl. (4.19) Messwert Gl. (4.19) Messwert
°C V V mA mA V'
V mA mA
0
10
22
30
41
0,18
0,156
0,116
0,088
0,048
0,24
0,215
0,185
0,16
0,115
1,31
1,16
0,94
0,77
0,51
1,36
1,18
0,95
0,75
0,45
0,155
0,126
0,082
0,035
0,15
0,118
0,073
0,035
0,95
0,76
0,48
0,22
0,95
0,76
0,48
zirka 0,2
21
u
10V-
5V-
r\41 30
Ul
T22 10 0 / (°C)
i i\ ' J i' is , i |
1mA 2 mA
0,2 V
0,1V
1 mA 2mA
a)
*~1
^41 ( U x 0,1 )
a)
10V -
0,5mA 1mA
22 / (°C)
0,1V--
b)
0,05V--
0,5mA 1mA
c)
/ (°C)
H 1 1 1 1 1 1 1 1 [ •I1mA 2mA
Fig. 18. Zweipolschalter Nr. 1
Rbj = 0, Rep = Re«, = 320 fi, Dr: 2 x Z7
a) Schaltcharakteristik
b) Emitter-Basis-Spannung 0C 73
c) Emitter-Basis-Spannung TF 70
-uEnc)
H 1—|—I 1 1—I 1—i
M°o
0,5mA 1mA
Fig. 19. Zweipolschalter Nr. 2
Rbj = 0, Rep = Reh = 320Q, Dr: 2xZ7
a) Schaltcharakteristik
b) Emitter-Basis-Spannung 00 71
c) Emitter-Basis-Spannung OC 140
4.3.2. Schaltzeiten und Widerstandsvcrhältnissc
Um ein Bild von den GrössenOrdnungen der Schalt¬
zeiten sowie der wechselstrommässigen Widerstands¬
verhältnisse zu erhalten, wurden einige Messungenan Zwcipolschaltern vom Typ Nr. 1 (Ge), Nr. 3 (Si)und Nr. 4 (pnpn) bei Raumtemperatur ausgeführt.
Die Widerstandswerte gelten für eine Frequenz von
1 kHz.
Die Einschaltzeit t1 und die Ausschaltzeit t2 wurden
gemessen, indem ein Stromimpuls von etwa 5 mA
Amplitude, 30 ^s Länge mit einer Repotitionsfrequenzvon 1 kHz angelegt wurde.
Tabelle 7: Schaltzeiten und Widerstandsverhältnisse
Sshalter
Nr.
h h U rs rs/ra
/is fis ü. Mfi .10*
1 3,5 30 30 0,73 2,4
3 3 10 130 1,35 1
4 5 4 1 3,3 330
Die Resultate sind in der Tabelle 7 zusammenge¬
stellt. Sie zeigen, dass vor allem die pnpn-Diode Nr. 4
im Betrag des Sperrwiderstandes rs und des Durch¬
lasswiderstandes rd besser ist als die Transistorschal¬
ter Nr. 1 und Nr. 3.
22
IL TEIL
Anwendungen von elektronischen Schaltern
mit komplementären Transistoren
Die nachfolgende Zusammenstellung von Anwen¬
dungen der im I. Teil behandelten Transistorschalter
beschränkt sich auf einige typische Beispiele wie sie
etwa in der Téléphonie, aber auch ganz allgemein,vorkommen können. Auf das Problem der Sprech-leiterdurchschaltung in vollelektronischen Zentralen
nach dem System der räumlichen Aufteilung kann
nicht eingetreten werden. Es sei auf die schon beste¬
hende Literatur 16,17 hingewiesen.
1. Zeitschalter, Taktgeber und Sägezahngeneratoren
1.1. Zeitschalter
Jeder Schalter Sn mit negativer ImpedanzCharak¬teristik eignet sich zum Bau von Zeitschaltern. Die
Figur 20 zeigt das allgemeine Prinzip für Schalter mit
Ua
1 Itr- CK z
1 >
*i! Sn
/?2"
L
r
a) Schaltungsprinzip
is iz
b) Schaltcharakteristik von Sn
Fig. 20. Zeitschalter mit elektronischem Schalter Sn
leerlaufstabiler Charakteristik, nach welchem ein
Kondensator C1 über den Widerstand R1 auf- und
über Sn entladen wird. Nach dem Schliessen des
Schalters Sx steigt die Spannung U am Kondensator
mit der Zeitkonstanten r1 = Rx Cx an. Wenn die
Schaltspannung Us des Schalters SN erreicht wird,so entlädt sich der Kondensator über denselben mit
einer meist kleinen Zeitkonstante t2 *** R2 Ct. Der
Arbeitspunkt des Schalters SN wandert bei diesem
Vorgang von 0 über S und P nach Z. Die Zeit, die
er dazu benötigt, ist praktisch gegeben durch rv
i?j und U1 müssen wie folgt gewählt werden:
Ri <|rN|
Ui>Us + IsRi
(5.1)
(5.2)
Mit der Bedingung (5.1) wird sichergestellt, dass
im eingeschalteten Zustand der Arbeitspunkt Z in
den positiven Bereich der Schaltcharakteristik,zwischen D und P, zu liegen kommt. Die Ungleichung(5.2) sorgt dafür, dass beim Schaltvorgang der Punkt
S der Charakteristik sicher überschritten wird. Der
Widerstand R2 begrenzt den Entladestrom auf einen
zulässigen Wert.
In Figur 21 ist eine praktische Schaltung mit
einem Dreipolschalter Sn angegeben. Nach dem Be¬
tätigen der Drucktaste S! wird das Relais R über den
Widerstand R0 aufgezogen, hält sich über denKontakt
rj und legt die Referenzspannung Uv über R„ an den
Schalter Sn- Der Kondensator C± lädt sich über Rxauf. Wenn seine Spannung U = Usœ Uv wird, so
beginnt der vorher gesperrte Transistor Tj zu leiten,U sinkt und der Kondensator C1 entlädt sich über den
Schalter SN, der auf den stabilen Arbeitspunkt Z
umkippt. Der Emitterstrom IEn verteilt sich auf die
beiden Strompfade über R2 und R3. Der durch R3fliessende Basisstrom Im genügt, um den ursprünglichgesperrten Transistor T3 vollständig leitend zu ma¬
chen, wodurch die Relaiswicklung kurzgeschlossenwird und das Relais R (nach der entsprechendenVerzögerung) abfällt. Es lassen sich mit dieser Anord¬
nung - je nach der Grösse des Kondensators C± -
Schaltzeiten bis zu einigen Sekunden realisieren.
Wichtig ist, dass Rv nicht zu gross gemacht wird
(< 1 k£2), damit Us über weite Bereiche der Tem¬
peratur genügend konstant bleibt. Anstelle des Drei¬
polschalters Sn kann auch ein Zwei- oder Vierpol¬schalter verwendet werden. Der Betrag des nega¬tiven Widerstandes rN ist beim Dreipolschalter ge¬
geben durch die Gl. (2.18).Aus Gründen der Temperaturstabilität sollte nach
Gl. (2.17) Rv nicht zu gross gemacht werden. Dies hat
gemäss Bedingung (5.1) zur Folge, dass auch Rx nicht
zu gross gemacht werden kann und demnach C1 grosswird, wenn die Zeitkonstante t1 gross sein soll.
1.2. Taktgeber und Sägezahngeneratoren
Besser als für Zeitschalter eignet sich der Dreipol¬schalter zur Erzeugung von Sägezahnspannungen.
23
<V'T
a) Schaltung
b) Schaltcharakteristik von Sn
Fig. 21. Zeitrelais mit Dreipolschalter Sn
Wird in der Figur 20 der Ladewiderstand R[ so
gewählt, dass die Charakteristik des Schalters im
negativen Bereich geschnitten wird (Punkt N), dann
kippt der Schalter SN abwechslungsweise vom leiten¬
den in den gesperrten Zustand, ähnlich einem frei¬
schwingenden Multivibrator. Über Cx entsteht eine
sägezahnförmige Spannung U. Die Schaltung ent¬
steht beispielsweise aus der Figur 21 durch Weg¬
lassen des Haltekontaktes rx und Ersetzen der Druck¬
taste Sx durch einen festen Schalter. Die Bedingung
(5.1) lautet nun umgekehrt:
Bi>\ry\ (5.3)
während Bedingung (5.2) erhalten bleibt. So kann nun
R1 hochohmig und Rv niederohmig gemacht werden,
wodurch längere Zeitkonstanten und bessere Tempe¬raturkonstanz erreicht werden.
Eine einfache, in ihrer Funktionsweise aber sehr
überzeugende Schaltung eines Taktgebers mit einem
Dreipolschalter zeigt Figur 22. Der Quellenwiderstand
Rv wird hier durch die Relaiswicklung selber erzeugt.
Der Kondensator C^ lädt sich über Rx und R2 auf.
Wenn U die Zündspannung U$ «* Uv erreicht hat,
entlädt er sich über R2 und SN. Das Relais R zieht
kurzzeitig auf und fällt ab, wenn der Schalter wieder
von neuem sperrt. Am Arbeitskontakt r1 entstehen
Ausgangsimpulse, die voneinander einen zeitlichen
Abstand Tp besitzen. Dieser Impulsabstand lässt
sich mit Hilfe des Widerstandes Rx sowie des Konden¬
sators Cx variieren.
Massgebend für das einwandfreie Arbeiten der
Anordnung nach Figur 22 ist die Gl. (2.11). Der Ruhe¬
strom Iv0 aus der Referenzspannungsquelle Uv muss
bei der höchsten auftretenden Temperatur kleiner
sein als der Abfallstrom 7, des Relais.
Damit die Periodendauer Tp möglichst konstant
bleibt, darf sich unter anderem die Schaltspannung
Us nur wenig mit der Temperatur verändern (sieheGl. (2.17)). Im Abschnitt 2.2 wurde gezeigt, dass
diese beiden letzten Bedingungen am besten erfüllt
sind, wenn Rv klein ist und Si-Transistoren verwendet
werden.
Ua ^
u,
n
'+3V
V1Ua
+24,5V
Ur'CEni
Rv= soon.
I*
«I
ff?
s~>>—ms—i
te 6uF
a) Schaltung
/ (s)
Un
--25V
Tp
t (s)
b) Spannungsverläufe
Fig. 22. Taktgeber mit Dreipolschalter Sn
24
Die Entladezeitkonstante t2 r» R2 • G1 muss ge¬
nügend gross sein, damit das Relais sicher aufzuziehen
vermag.
Die Schaltung nach Figur 22 wurde mit fünf ver¬
schiedenen Transistorpaaren über einen Temperatur¬bereich t = 0...+ 500 C ausgemessen. Die Eigen¬schaften der Transistoren sind in Tabelle 8 zusam¬
mengestellt; die Resultate der Messungen zeigt die
Figur 23.
Tp n
+10 +20 + 50
Fig. 23. Temperaturabhängigkeit der Periode Tp des Taktgebersnach Fig. 22
Tabelle 8: Transistordaten bei t = 20° C für die Messungen von
Figur 23
Kurve
Nr.
TlS pnp
T2: npnIcBOj aJZj
ho
nach Gl. (2.11)
1OC77
OC140
—1,7 nA
+0,2 /*A
115
70135 pk
2OC77
TF70
—1,7 pA
+2,3 /iA
115
1980 M
3OC77
204 A
—1,7 fiA+0,3 /xA
115
1838 M
4PAT 25
TI830
—0,01 fiA
+0,2 nA
21
194/*A
5PAT 25
204 A
—0,01 fiA
+0,3 fiA
21
185,7 fiA
Aus den Transistordaten ist auf Grund von Gl.
(2.11) zu erwarten, dass die Messungen Nr. 4, 5, 3, 2, 1
in dieser Reihenfolge nach Konstanz von Tp geordnetausfallen sollten, was Figur 23 bestätigt. Die Anord¬
nung Nr. 4 mit zwei Silizium-Transistoren weist
über den ganzen Temperaturbereich von 0... + 50° C
nur eine gesamte Abweichung A Tv = 0,09 s (0,77%)auf, bei einer mittleren Dauer Tp = 11,7 s.
Die Schaltung stellt demnach einen sehr einfachen,aber recht konstanten, neuartigen Taktgeber dar.
Mit solchen Taktgebern lassen sich auch Blink¬
schaltungen verwirklichen. Die Figur 24 zeigt ein
'1 "
T
Fig. 24. Blinker mit Zweipolschalter
einfaches Beispiel mit einem Zweipolschalter. Da
Rx für zyklisches Verhalten gross gemacht werden
muss, anderseits Cx ebenfalls gross sein muss, damit
die Lampe genügend aufleuchtet, besitzt diese
Schaltung recht grosse Zeitintervalle. Anstelle des
Zweipolschalters kann auch ein Vierpolschalter ver¬
wendet werden.
Bei jedem dieser Taktgeber lässt sich über dem
Kondensator Gx eine Sägezahnspannung U abgreifen
(Fig. 22b).
2. Amplitudenvergleichsschaltung
Ähnlich einem Schmitt-Trigger lässt sich der Drei-
aber auch der Vierpolschalter als Spannungsdetektorverwenden. Sobald die angelegte Meßspannung U
in der Figur 25 einen bestimmten Wert Ux überschrei¬
tet, kippt der Schalter Su in den leitenden Zustand.
Wenn die Eingangsspannung einen von U^ verschie¬
denen Wert Uy unterschreitet, kippt der Schalter
wieder zurück in den sperrenden Zustand. Die Vor¬
gänge sind ganz analog wie beim Zeitschalter oder
Uv l -s-± T2
>
i I! |/?2
+t*
<£/
Fig. 25. Amplituden-Vergleichsschaltung
Taktgeber. Insbesondere muss Iv0 und ip3 nach Gl.
(2.11) und (2.15) für gute Konstanz von Ux über
einen weiten Bereich der Temperatur so klein als
möglich gemacht werden. Die nachfolgende Tabelle 9
gibt Aufschluss über die gemessenen Resultate mit
den Transistorpaaren Nr. 1 und Nr. 5. Mit Nr. 1* ist
der Vierpolschalter bezeichnet, der aus dem Dreipol-
25
Schalter entsteht, indem T2 mit Hilfe von R2 = 56 kQ
und U2 = 1,55 V zusätzlich gesperrt wird, wie dies
in Figur 25 gestrichelt angegeben ist. Mit Hilfe der
Gl. (3.5) und (3.14) wurde gezeigt, dass die Tempera¬turkonstanz von Us und Iv0 durch diese Massnahme
verbessert wird, was die Messungen von Tabelle 9
bestätigen.
Tabelle 9: Abweichungen hüx der Einschaltspannung der Schal¬
timg nach Figur 25 als Folge von Temperaturänderungen At,
bezogen auf t0 = 22° C
At Nr. 1 Nr. 1* Nr. 5
+ 20=C
— 20° C
— 0,25 V
+ 0,12 V
— 0,08 V
+ 0,09 V
— 0,08 V
+ 0,1 V
Die Änderung A Ux ist weitgehend unabhängig von
der Grösse der Referenzspannung Uv. Das Transistor¬
paar Nr. 5 erlaubt deshalb Spannungspegel von 10 V
an aufwärts mit einer Genauigkeit von besser als
± 1 % über einen Temperaturbereich von 0° C bis
+40° C zu messen und zu schalten. Die Einschalt¬
spannung Ux ist weniger temperaturabhängig als die
Ausschaltspannung Uy. Alle diese Amplitudenver¬
gleichsschaltungen haben eine Hysterese Ux- üy^Q.
3. Tomperaturschalter
Während in den bisher erwähnten Schaltungen die
Temperaturabhängigkeit des Dreipolschalters nach¬
teilig ist, zieht die Schaltung der Figur 26 daraus
,|+
Uy»+
7}; OC77
Tz'. 0C140
Fig. 26. Temperatur-Schalter
Nutzen. Je nach dem Wert des Quellenwidcrstandes
Rv kippt der Schalter SN bei einer andern Temperatur
tx vom gesperrten in den leitenden Zustand. Eine
gemessene Kurve zeigt die Figur 27. Danach sinkt die
Einschalttemperatur tx in Funktion von log Rv (für
Rt ^ 1 k £2) linear wie folgt ab :
tx = -ctln{RvIR„) + to (5.4)
c(~ll,2°C )t„ ~ 41,5° C Maus Fig. 27) (5.5)
Ro = 1 kO j
Fig. 27. Einschalttemperatur tx des Temperaturschalters von
Fig. 26
Es wäre deshalb möglich, einen solchen Tempera¬turschalter mit Hilfe eines logarithmischen Potentio¬
meters Rv über einen weiten Bereich linear zu eichen. •
Ein Vorteil liegt darin, dass das Auftreten einer be¬
stimmten Temperatur durch einen sehr raschen Kipp¬
vorgang festgestellt wird, der dazu benutzt werden
könnte, um etwa einen Überlastungsschalter zu be¬
tätigen. Nach dem Ansprechen des Schalters bleibt
derselbe so lange im eingeschalteten Zustand, bis er
von aussen wieder zurückgestellt wird.
4. Zählschaltungen
4.1. Ringzähler
Zu Demonstrationszwecken wurde ein vierstufiger
Ringzähler mit Vierpolschaltern so aufgebaut, dass
jede Stufe im leitenden Zustand ein Lämpchen zum
Leuchten bringt. Die Grundschaltung der einzelnen
Stufe zeigt Figur 28. Die Schaltcharakteristik ist
ungefähr gleich jener von Figur 14 mit R2 = 0,97 kQ.
Uy Ç-H8V fj. Q-M8V
loi<~"Rs
B o-^fLöscheingang
,-\
—^0,01
—\\ o C: Ausgang
To
'U
RZ\.
n°.01 . ,.. ,.
-|| oA: Zundemgang
Fig. 28. Ringzähler-Einheitsstufe mit Vierpolschalter Sn
26
a, = + 18V
oSLUj
Fig. 29. Vierstufiger Ringzähler mit Vierpolschalter nach Fig. 28 (R in kfl, C in [iF)
Das Anlegen eines positiven Impulses an den
Zündeingang A hat zur Folge, dass der Transistor T2geöffnet und somit der Schalter eingeschaltet wird.
Durch B3 und die Lampe BL fliesst ein Strom IrZ wie
folgt:T
Uv~ UBrenn/r n\
Ivz^ (5.6)-T13
Die Bedingung für das Halten im eingeschaltetenZustand ist :
B, + Bi<\ry\& ousn (B3 + El) (5.7)
Hier ist BL der Widerstand der Lampe im bren¬
nenden Zustande (ungefähr 150 Ohm). Der Wider¬
stand B2 dient auch zum Entladen des Kondensa¬
tors CvWird nun an den Eingang B ein positiver Lösch¬
impuls angelegt, so sperrt Transistor Tx und damit
der ganze Schalter; dadurch entsteht am Ausgang C
ein positiver Spannungsstoss, der zum Beispiel auf
den nächstfolgenden Eingang A geführt und dort zum
Zünden benutzt werden kann.
Das Gesamtschema des vierstufigen Ringzählers,der als Einzelstufe die Schaltung von Figur 28 ver¬
wendet, ist in der Figur 29 angegeben. Die Emitter
der vier pnp-Transistoren werden über einen gemein¬samen Sperrwiderstand Bs gespeist. Dieser Wider¬
stand dient zum gegenseitigen Ausschluss von gleich¬zeitigen Zündungen. Sobald ein Schalter leitet, tritt
über dem Widerstand B3 ein so grosser Spannungs¬abfall auf, dass kein zweiter Schalter mehr gleichzei¬tig leitend werden kann (siehe Abschnitt 5).Der am Eingang angelegte positive Zählimpuls Vi
gelangt auf sämtliche Löschdioden D. Er kann aber
nur bei jenem Schalter einwirken und ihn sperren,
der gerade leitend ist. Bei den andern ist er ohne Wir¬
kung, da deren Dioden stark rückwärts vorgespanntsind. Der nun löschende Schalter zündet über den
Kopplungskondensator C1 den nächstfolgendenSchalter usw. Die Drucktaste Sj erlaubt den Zähl¬
vorgang zu starten.
Dieser Ringzähler wurde einem Dauerversuch un¬
terworfen. Er arbeitete ohne einen Ausfall, ununter¬
brochen während 4800 Stunden. Dabei wurden
anstelle der OC 71 Si-pnp-Transistoren PAT-26 ver¬
wendet.
Der Ringzähler arbeitet bei Normalspeisung von
18V über einen Temperaturbereich von — 5... + 50° C.
Dabei bleibt die Stromaufnahme praktisch konstant
und beträgt etwa 44 mA.
Die maximale Taktfrequenz, mit welcher der Ring¬zähler bei Raumtemperatur betrieben werden kann,
beträgt ungefähr 20 kHz.
Bei Raumtemperatur verarbeitet der Ringzählerdie folgenden Speisespannungsschwankungen:
Ui= 14,5 V...> 25 V
4.2. Bistabile Stufe
Die Figur 30 zeigt eine binäre Einheitsstufe mit
einem Dreipolschalter SN, der auf jeden zweiten
positiven Eingangsimpuls Ui einen positiven Aus¬
gangsimpuls Uc erzeugt. Je nachdem ob der Schalter
leitet oder sperrt, kann Uj über DL, beziehungsweiseDz einwirken und SN in den andern Zustand kippen.Eine typische Schaltcharakteristik U = f (I) zeigtdie Figur 31.
27
+12V0U{+9V
—m T m T—.,
-TLTL vUx
Fig. 30. Binäre Einheitsstufe mit Dreipolschalter Sn
Im gesperrten Zustand ist der Arbeitspunkt in L.
Die Transistoren leiten nicht. Die Spannungen U, UÄ,
Uc betragen (Index L) :
U=UL ~?7i = + 9 V 1
UAL^UV= +12V | (5.8)
Ucl~0 )
Gleichzeitig folgt aus Figur 30, dass mit diesen
Potentialen die Löschdiode DL rückwärts und die
Zünddiode Dz vorwärts vorgespannt wird. Erscheint
nun am Eingang ein positiver Impuls mit einer
Amplitude von
Uu^üv-Ui=* + 3V (5.9)
so kann er über Dz, nicht aber über DL auf den
Schalter S^ einwirken, so dass dieser in den leitenden
Arbeitspunkt Z gekippt wird. Die Spannungen U,Ua> Uc nehmen für B1 > Rv ungefähr folgendenWert an (Index Z) :
B2ÜV—
(5.10)U^Uz^Uaz^U,
cz>
-fi-2 + Rv+ 6Y
Bei dieser Potentialverteilung folgt aus Figur 30,dass jetzt die Löschdiode DL vorwärts und die Zünd¬
diode Dz rückwärts vorgespannt ist. Der nächste
positive Eingangsimpuls wirkt demnach über Dj,,nicht aber über Dz. Erfüllt er die folgende Bedingung:
Uil^Us-Uz~+2V (5.11)
Fig. 31. Schaltcharakteristik U = 1(1) des Dreipolschalters von
Fig. 30, a.En «* 77
so bewirkt er das Sperren des Schalters Sjj, wodurchwieder der ursprüngliche Zustand errreicht ist.
Werden die Impulsamplituden bedeutend grössergemacht als angegeben, so tritt der Fall ein, bei dem
die Impulse über beide Dioden auf den Schalter ge¬
langen können und die Schaltung nicht mehr richtigfunktioniert. Eine Messung zeigte, dass über den
Temperaturbereich von 0°... + 40° C Impulse von
4.„6 V Amplitude sicher verarbeitet werden.
Der Innenwiderstand Rg der Quelle kann zwischen
100 Ohm und 5 kOhm variiert werden.
Die Stufe verarbeitet Impulsfrequenzen bis hinauf
zu einigen kHz. Die einzelne Binärstufe von Figur 30
ist so dimensioniert, dass sie beliebig in Kaskade
geschaltet werden kann und stets die nachfolgendeStufe richtig zu schalten vermag.
4.3. Untersetzer für die Zeitimpulszählung
Mit Hilfe von fünf einzelnen Binärstufen wurde ein
32:1 Untersetzer, wie er für die Zeitimpulszählungverwendet werden kann, konstruiert. Figur 32 zeigtdas Gesamtschema. Die Eingangsimpulse haben eine
Repetitionsfrequenz von 0,3...3 Hz, eine Impuls¬dauer von etwa 50 ms und eine Amplitude von
beispielsweise 48 V. Sie werden durch den Spannungs¬teiler am Eingang auf ungefähr 6 V herabgesetzt. Der
Untersetzer betätigt über eine Transistorverstärker¬
stufe T3 auf je 32 periodisch eintreffende Eingangs¬impulse ein Ausgangsrelais von zum Beispiel 2700
Ohm und 11 000 Windungen, kurzzeitig ein Mal.
Dieser Untersetzer arbeitet über einen Temperatur¬bereich von —10... + 38° C sowie für Speise¬spannungsschwankungen von 44...53 V, bei einer
mittleren Stromaufnahme von 82 mA. Durch eine
etwas andere Dimensionierung der Schalter kann die
obere Grenztemperatur auf zum Beispiel 50° C ge¬
bracht werden.
5. Sperrschaltungen
Unter Sperrschaltungen versteht man sogenannte«lock-out»- oder Blockierungsschaltungen, bei denen
von n möglichen parallel liegenden Schaltern immer
nur ein einziger auf einmal leiten kann. Die n-1 andern
Schalter sind blockiert oder gesperrt ls bis 21.
28
Eingang
\OAZ\1
o Ausgang
Rl_?1,5kn
Fig. 32. Gesamtschema des Untersetzers 32:1 (R in kQ, G in ;xF)
5.1. Sperrschaltung mit ZweipolschalternDie Figur 33 zeigt eine typische Sperrschaltung für
Schalter mit Charakteristiken ähnlich derjenigen vonZwei- und Vierpolschaltern (skizziert in der Fig. 33b).Die Batteriespannung U1 ist kleiner als die Anfangs¬
spannung U0, so dass alle Schalter SNi bis SNn sperren.
Wird nun die Triggerspannung UT angelegt, so muss
ein einziger der n Schalter zünden. Der dadurch
niessende Strom erzeugt über dem Blockierungs¬widerstand Rs einen Spannungsabfall, der verhindert,
dass noch ein weiterer Schalter zünden könnte. Es
gilt nach Figur 33b:
Sperrbedingung : U\ â Ug
üi
Es
Ut-Uo
Haltebedingung :
Zündbedingung :
nÄ
= -t S max.
S 'S max.
(5.12)
(5.13)
Ut
(5.14)
(5.15)
a) Schaltung
Fig. 33. Sperrschaltung mit Zweipolschaltern
Maximal zulässiger Strom :— ^ lzui.Ms
Die letzte Bedingung (5.15) ist dann gültig, wenn
der Schalter so rasch einschaltet, dass in keinem Fall
UT-
Up
\nRs
G \Vs
S X.
ur
—
\\
>
1^ \
,
b) Schaltcharakteristik
zZu/.
29
die, auf Grund der unter Umständen sehr grossen
momentanen Verlustleistung entstehende Erwärmungzu gross wird.
Aus den beiden letzten Bedingungen (5.14) und
(5.15) folgt:Ua
Ut>Ist
>0 (5.16)
Diese Ungleichung sagt aus, dass IzuL sehr viel
grösser als ISmax, sein muss, damit die Triggerspan¬
nung UT für grössere n nicht allzu gross gemachtwerden muss. Damit UT> 0 wird, muss auch der
Nenner in Gl. (5.16) positiv sein, womit die maximale
Zahl Schalter, die parallel liegen dürfen, gegebenist durch:
Umax. S —— (ganze Zahl) (5-17)J- S max.
Für n = 10 muss IzuL s 10 • ISmax. sein, zum Bei¬
spiel Izut = 11 • ISmax. Damit folgt aus Gl. (5.16):
UT ^11 Ug, was unter Umständen eine sehr grosse
Spannung sein kann.
5.2. Sperrschaltung mit Dreipolschaltern
Die Bedingungen im vorangehenden Abschnitt sind
sehr stark von der Ausdehnung des Gebietes G bis S
der Schaltcharakteristik abhängig. Dieses fehlt beim
Dreipolschalter, wodurch die Verhältnisse stark ver¬
einfacht werden. Die Figur 34a zeigt dieselbe An¬
ordnung der Schalter SM bis SNn wie in Figur 33a,
jedoch mit andern Schaltcharakteristiken, nach
Figur 34b. Die neuen Bedingungen lauten in diesem
Falle:
Sperren :
Halten :
Zünden :
Blockieren :
Maximal zulässiger Strom :
C7i < Us (5.18)
ül- T
^ J. Wmax.
Rs(5.19)
Ut^ Us (5.20)
ÜT<r*T\ A J- Wmin.
Rs(5.21)
UT
Rsä /;zul. (5.22)
Diese Sperrschaltung ist sehr einfach und doch
wirkungsvoll. Sie ist in der Anzahl Schalter nach
oben weniger begrenzt, als bei Verwendung von
Schaltern mit einer Charakteristik nach Figur 33b.
Die Bedingung (5.21) ist die eigentliche Sperrbe¬
dingung, die dafür sorgt, dass nie zwei Schalter
gleichzeitig leitend sein können.
Dreipolschalter lassen sich sehr gut mit Hilfe von
Impulsen, die über den dritten Anschluss (B in Fig. 28)
eingegeben werden, triggern.
5.3. Sperrschalhmg mit Vierpolschaltern
Wie schon angedeutet wurde, ermöglichen die
speziellen Eigenschaften der Vierpolschalter eine
Sperrschaltung besonderer Art. Die Figur 35 zeigtdie Anordnung mit dem gemeinsamen Sperrwider¬stand Rs.Wenn keiner der n Schalter SN1 bis SNn leitet, so
ist der Spannungsabfall über Rs Null und alle Schal¬
ter besitzen für R2>Rs eine Schaltcharakteristik A
nach Figur 35b. Wird nun einer der n Schalter leitend,
so erzeugt der durch Rs niessende Strom einen Span¬
nungsabfall U2, der auf alle nichtleitenden Schalter
als Sperrspannung - wie im Abschnitt 3.2.1. des I.
Teils behandelt - einwirkt. Dadurch erhalten alle
diese Schalter eine neue Schaltcharakteristik B nach
Figur 35c, bei welcher der Schaltpunkt S nach grös¬sern Stromwerten verschoben ist. Die Bedingungenlauten nun für:
a) Schaltung
Fig. 34. Sperrschaltung mit Dreipolschaltern
IWmax.
h) Schaltcharakteristik
izui. I
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Sperren : Ui < Ua & Uv
Halten : > Iwmax.Mi + JRs
Zünden : negativer Impuls auf B von
\AUi\^ Üv-Ui
Rz
Uv Es
Blockieren : 7s min.
U2:
>Iz-I\\
Rv + Rs
Maximal zulässiger Strom :
Ui + \*Ui
Ri + R*
(5.23)
(5.24)
(5.25)
(5.26)
(5.27)
:£ lad. (5.28)
Schlussfolgerungen
Der Zweipolschalter ist so stark temperaturab¬
hängig, dass man ihn häufig nur bei Verwendung von
Silizium-Transistoren praktisch gebrauchen kann. Mit
Hilfe der beiden den Emittern gegenüberliegendenWiderständen REj lässt sich der Schaltstrom Isüber einen weiten Bereich festlegen.
Demgegenüber kann der Dreipolschalter so dimen¬
sioniert werden, dass sich seine Charakteristik mit
der Temperatur nur wenig verändert. Er besitzt im
Gegensatz zum Zweipolschalter auch im SperrpunktO einen sehr hohen Widerstand. Seine Schaltcharak¬
teristik lässt sich mit Hilfe der Referenzspannungs¬quelle U„, Rv und der Stromverstärkung a.En, sofern
die zulässigen Werte der Transistoren nicht Über¬
schrittenwerden, praktisch beliebig ändern. Der dritte
Anschluss kann als Steuerelektrode zum Ein- oder
Ausschalten des Schalters verwendet werden. Dies
hat den Vorteil, dass die Steuersignale nicht über die
zu schaltende Leitung geführt werden müssen wie
beim Zweipolschalter, sondern getrennt eingespeistwerden können.
Der Vierpolschalter entspricht in seinem Tempera¬turverhalten einem Dreipolschalter mit mehr oder we¬
niger in Sperrichtung vorgespanntem npn-TransistorT2. Seine Schaltcharakteristik kann in sehr weiten
Grenzen zwischen jener eines gewöhnlichen Dreipol¬schalters und derjenigen eines Zweipolschalters ge¬
wählt werden. Sie ist auch bei veränderlicher Tempe¬ratur sehr konstant. Von allen drei Schaltertypenlässt sich dieser wohl am besten gegebenen Verhält¬
nissen anpassen. Auf Grund seiner besonderen
Eigenschaften kann mit diesem Schalter auch eine
spezielle Art von Sperrschaltung konstruiert werden.
Die Anwendungsbeispiele haben gezeigt, dass sich
mit solchen Schaltern digitale Schaltungen, wie sie
etwa in der Téléphonie vorkommen, in einfacher
Weise verwirklichen lassen. Dort wo die Stückzahl
sehr gross ist, wie etwa bei den Kreuzpunkten für die
Sprechleiterdurchschaltung, werden wohl nur die
kompakten Elemente einmal Verwendung finden;
dagegen lassen sich mit komplementären Transistor¬
schaltern sehr gut kleinere Einheiten aufbauen. Dies
IWmax.IZ
b) Schaltcharakteristik A
u\ 1
Uf
NA
! N*\1
X^-
I-LSmin
c) Schaltcharakteristik B
Kg. 35. Sperrschaltung mit Vierpolschaltern
ist ganz besonders dann angezeigt, wenn deren Cha¬
rakteristik verhältnismässig enge Toleranzen auf¬
weisen oder sogar von aussen einstellbar sein soll.
Für wertvolle Ratschläge und Diskussionen im
Zusammenhang mit der vorliegenden Arbeit bin ich
Herrn Prof. H. Weber zu grossem Dank verpflichtet.
