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Etude et conception de filtres hyperfrequences hybrides

planaires-volumiques

Benjamin Potelon

To cite this version:

Benjamin Potelon. Etude et conception de filtres hyperfrequences hybrides planaires-volumiques. Condensed Matter. Universite de Bretagne occidentale - Brest, 2007. French.

HAL Id: tel-00524837

https://tel.archives-ouvertes.fr/tel-00524837

Submitted on 8 Oct 2010

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Ecole Doctorale des Sciences de la Matire, de lInformation et de la Sant (ED SMIS 0373)

Recherches effectues au Laboratoire dElectronique et des Systmes de Tlcommunications (LEST-UMR CNRS 6165)

UBO : 6 avenue Le Gorgeu CS 93837- 29238 BREST Cedex 3 ENSTBr : Technopole Brest-Iroise CS 83818- 29238 BREST Cedex 3

THSE

prsente

lUniversit de Bretagne Occidentale

U.F.R. Sciences et Techniques

pour lobtention du

DOCTORAT EN LECTRONIQUE

par

Benjamin POTELON

Soutenue le 6 dcembre 2007 devant la Commission dExamen compose de

Rapporteurs : Serge VERDEYME, Professeur lUniversit de Limoges, XLIM-UMR CNRS 6172 Robert PLANA, Professeur lUniversit Paul Sabatier de Toulouse, LAAS-UPR CNRS 8001

Examinateurs : Georges KOSSIAVAS, Professeur Luniversit de Nice Sophia-Antipolis, LEAT-UMR CNRS 6071 Gatan PRIGENT, Matre de Confrences lENSEEIHT, LAME-EA CNRS 4141 Eric RIUS, Professeur lUniversit de Bretagne Occidentale (UBO), LEST-UMR CNRS 6165 Christian PERSON, Professeur lENST Bretagne, LEST-UMR CNRS 6165 Cdric QUENDO, Ingnieur de Recherche lUBO, LEST-UMR CNRS 6165 Jean-Franois FAVENNEC, Matre de Confrences LENIB, LEST-UMR CNRS 6165

Invits : Didier KAMINSKY, Ingnieur THALES AIRBORNE SYSTEMS, Brest Luc LAPIERRE, Ingnieur au Centre National dEtudes Spatiales (CNES), Toulouse

Etude et Conception de Filtres Hyperfrquences Hybrides

Planaires - Volumiques

la mmoire de mes Grands-parents

Si j'ai vu si loin, c'est que j'tais mont sur les paules de gants.

Isaac Newton

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Remerciements

Je voudrais vivement remercier M. Georges Kossiavas, Professeur LUniversit de Nice-Sophia Antipolis, pour lhonneur quil ma fait en acceptant la prsidence du jury et pour son soutien dans la recherche et laccomplissement de mon stage de DEA.

Jexprime ma profonde gratitude envers M. Robert Plana, Professeur lUniversit Paul Sabatier de Toulouse, pour lhonneur quil ma fait en acceptant de rapporter ce travail.

Je tiens adresser mes sincres remerciements M. Serge Verdeyme, Professeur lUniversit de Limoges et directeur adjoint de linstitut de recherche XLIM (UMR CNRS 6172) pour lhonneur quil ma fait en rapportant ce travail ainsi que pour les discussions scientifiques que nous avons eu et qui mont beaucoup apport.

Jaimerais tmoigner de ma reconnaissance envers MM. Gatan Prigent, Matre de Confrences lEcole Nationale Suprieure dElectrotechnique, dElectronique, dInformatique, dHydraulique et des Tlcommunications (ENSEEIHT), Didier Kaminsky, Ingnieur Thales Airborn Systems, et Luc Lapierre, Ingnieur au Centre National dEtudes Spatiales, pour leur participation au jury.

En outre, je dsire exprimer ma profonde gratitude envers lquipe qui a assur lencadrement et la direction de mes travaux, et ce dans une ambiance amicale, dtendue et stimulante :

Merci M. Christian Person, Professeur lENST Bretagne pour son dynamisme, son efficacit et ses judicieuses remarques.

Merci M. Eric Rius, Professeur lUBO, pour mavoir permis de mener bien cette thse. Sa bonne humeur, ses encouragements, sa comptence et son investissement ont t de prcieux atouts dans ce travail.

Merci M. Jean-Franois Favennec, Matre de Confrences lEcole Nationale dIngnieurs de Brest (ENIB) que jai dabord connu comme enseignant lorsque jtais tudiant lENIB. Sa pdagogie et son enthousiasme communicatif ont suscit chez moi lenvie den savoir plus et de raliser cette thse.

Merci M. Cdric Quendo, Ingnieur de Recherche lUBO, pour les nombreuses discussions que nous avons pu avoir mais aussi pour ses conseils aviss, sa rigueur scientifique et sa disponibilit.

Ce travail a galement t collectif puisquil sinscrit dans le cadre dune quipe ; de tels rsultats nauraient pu tre obtenus sans les collaborations de Erwan Fourn, Yann Clavet, Alexandre Manchec, Juan-Carlos Bohrquez Reyes, quils en soient ici remercis. Je noublierais videmment pas davoir une pense pour ceux qui suivront, Adonis Bikiny, Nolwenn Caillet, Faramalala Ralarioely, Stphane Cadiou Bonne chance et bon courage !

Je souhaite par ailleurs remercier les membres du LEST qui mont aid, directement ou indirectement : Yves Quer, Marc Le Roy, Paul Laurent, Grard Tann, Thierry Le Gouguec, Andr Prennec, Noham Martin, Denis Le Berre, Patrick Queffelec, Alexis Chevalier, Philippe Talbot, Jean-Luc Mattei, Fabrice Huret, Pascale Brhonnet, Noel Tanguy, Pierre-Marie Martin, Koffi Yao, Yvonne Le Goff, Bernadette Grisart, Alain Escabasse, Thrse Hauray ainsi que lensemble des doctorants : Vincent Laur, Miha Telescu, Serge De Blasi, Mlanie Marazin, Blaise Ravelo, Jeff Bernigaud, Julien Kerouedan, Wilfried NDong, Vincent Castel, Yves Constant Mombo Boussougou, Lingyan Zhang, Yann Burdin.

- 2 -

Pour son aide, sa comprhension et son soutien dans les moments difficiles, je tiens remercier Anne-Sophie.

Enfin, jai une pense pour ma famille que je souhaite ici remercier.

Sommaire

- 3 -

SOMMAIRE

SOMMAIRE 3

INTRODUCTION GNRALE 7

BIBLIOGRAPHIE DE LINTRODUCTION 12

CHAPITRE I : TAT DE LART DU FILTRAGE MICRO-ONDE 13

I.1 Caractrisation des rsonateurs 15

I.1.1 Les pertes dinsertion 15 I.1.2 Le coefficient de qualit en charge 16 I.1.3 Le coefficient de qualit vide 17

I.2 Mthode de conception et fabrication de filtres planaires 19

I.2.1 Fabrication 19 I.2.2 Outils de dveloppement 20 I.2.3 La technologie coplanaire 23 I.2.4 La technologie triplaque 24 I.2.5 La technologie microruban 25 I.2.5.a Filtre stubs 26 I.2.5.b Filtre lignes couples 26 I.2.5.c Filtre DBR 27 I.2.5.d Conclusion 29 I.2.6 Les autres technologies planaires 30 I.2.6.a La technologie multicouche 30 I.2.6.b La technologie LTCC 31 I.2.6.c La technologie membrane 33

I.2.6.d La technologie HTS 34 I.2.7 Conclusion 34

I.3 Mthode de conception et fabrication de filtres volumiques 35

I.3.1 Principe de fonctionnement 35 I.3.2 Cavits mtalliques 37 I.3.3 Rsonateurs dilectriques 38 I.3.4 Outils et mthodes de dveloppement 39 I.3.5 Conclusion 42

I.4 Les filtres hybrides 43

I.4.1 Filtres hybrides partir de la technologie microruban 44 I.4.2 Filtres hybrides en technologie LTCC 45

I.5 Conclusion 47

BIBLIOGRAPHIE DU CHAPITRE I 48

Sommaire

- 4 -

CHAPITRE II : TUDE DUNE NOUVELLE TOPOLOGIE DE RSONATEUR : LA SICC 55

II.1 Prsentation des SICC 57

II.1.1 Principe de fonctionnement 57 II.1.2 Analyse du systme dexcitation 59 II.1.3 La ralisation technologique 61 II.1.4 Rsultat de mesures 63

II.2 Ralisation de filtres couplages magntiques 64

II.2.1 Etude et caractrisation du couplage 64 II.2.2 Filtres dordre 2 66 II.2.3 Filtres dordre 3 68

II.3 Ralisation de filtres couplages magntiques et lectriques 75

II.3.1 Principe du couplage lectrique 76 II.3.2 Ralisation de filtres 78

II.4 Conclusion 85

BIBLIOGRAPHIE DU CHAPITRE II 87

Sommaire

- 5 -

CHAPITRE III : TUDE DUN NOUVEAU RSONATEUR COMPOSITE : LE HPWR 89

III.1 Principe de fonctionnement du HPWR 91

III.2 Synthse du HPWR 96

III.2.1 Synthse thorique dun rsonateur 96 III.2.2 Extraction et contrle des paramtres dinductance et

de capacit de la cavit 100 III.2.3 Synthse dun filtre compos de HPWR 106

III.3 Ralisation et mesures 107

III.3.1 Synthse et ralisation dun HPWR 108 III.3.2 Synthse et ralisation dun filtre dordre 2

base de HPWR 112 III.3.3 Synthse dun filtre HPWR dordre 3 118

III.4 Conclusion et perspectives 121

BIBLIOGRAPHIE DU CHAPITRE III 129

CONCLUSION GNRALE 133

BIBLIOGRAPHIE DE LA CONCLUSION 137

LISTE DES TRAVAUX 139

Sommaire

- 6 -

INTRODUCTION GNRALEINTRODUCTION GNRALEINTRODUCTION GNRALEINTRODUCTION GNRALE

Introduction gnrale

- 9 -

INTRODUCTION GNRALE

Que ce soit laide de signaux sonores, visuels ou maintenant lectromagntiques, lhomme a toujours cherch vaincre les distances en mettant en place des communications rapides. Le premier rseau de communication vit le jour peu de temps aprs la rvolution franaise, il sagissait lpoque dun tlgraphe optique. Depuis, les techniques de communication ont bien volu pour arriver aux autoroutes de linformation que nous connaissons tous. En chemin, de nombreuses inventions et dcouvertes permirent des avances significatives, citons, entre autres, lcossais James Clerk Maxwell (1831-1879), qui, grce la mise en quation des champs lectromagntiques posa les bases des tlcommunications radiofrquences [i.1-i.2]. Aujourdhui, prs de 140 ans aprs cet vnement, les exemples de transmissions par ondes lectromagntiques sont innombrables. Cet essor technologique spectaculaire, associ une demande croissante du grand public implique une utilisation massive du spectre lectromagntique [i.3]. Les bandes de frquences disponibles deviennent alors des ressources prcieuses, notamment en ce qui concerne la gamme hyperfrquence centimtrique.

Pour exploiter et respecter au mieux les bandes de frquences alloues, les systmes dmission / rception en gnral et les extrmits radio en particulier sont soumis des spcifications drastiques. Ces exigences sont essentiellement reportes vers les filtres en raison de leur fonction intrinsque de slection des frquences.

Par ailleurs, le positionnement critique des filtres dans le synoptique des systmes dmission / rception (Fig. i-1) implique des contraintes draconiennes en termes de pertes et de compatibilit [i.4]. Les pertes doivent tre aussi faibles que possible afin de ne pas noyer le signal transmis dans le bruit. La compatibilit concerne la possibilit de connecter et dinsrer le filtre au sein dun systme en ayant des incidences conomiques, lectriques et mcaniques faibles.

De plus, la miniaturisation, dicte par les contraintes de mobilit, impose davoir des circuits compacts et lgers. De surcrot, ils doivent tre facilement

Introduction gnrale

- 10 -

reproductibles et bon march. Cette dernire contrainte concerne non seulement les cots de fabrication et de rglage mais aussi tous les cots de dveloppement amont, cest--dire les cots lis la conception. Il faut donc veiller choisir des solutions de filtrage qui ne soient pas trop difficiles concevoir.

Figure i-1 : synoptique dun systme de tlcommunication

Le travail prsent sinscrit dans ce cadre, et vise tudier de nouvelles topologies de filtres rpondant lensemble de ces spcifications.

Ce manuscrit est divis en trois parties organises de la faon suivante :

Au cours du premier chapitre, nous commenons par introduire les paramtres permettant de juger objectivement les performances lectriques dun circuit. Cette premire partie est ensuite consacre la description des techniques de ralisation de filtres hyperfrquences, cest--dire les technologies planaire, volumique et hybride, cette dernire tant le fruit dune association entre procds technologiques planaires et techniques de conception volumique. Le but de ces technologies hybrides est damliorer les performances lectriques par rapport aux technologies planaires tout en gardant un procd de fabrication planaire.

La deuxime partie est consacre lamlioration de filtres hybrides existants. Au cours de ce chapitre, nous concentrons nos efforts sur deux points, la flexibilit de conception, ce qui nous amne introduire une nouvelle forme de rsonateur, et la

filtres Rx / Tx

tage amplificateur

antenne

traitement filtres Rx / Tx

tage amplificateur

antenne

transposition en frquence

et traitement des

donnes

Introduction gnrale

- 11 -

ncessit de coupler lnergie lectromagntique dun rsonateur un autre, ce qui nous conduit prsenter une nouvelle topologie de couplage interrsonateur. Ces amliorations rendent plus aise la conception de fonctions de filtrage prsentant des zros de transmission.

La troisime partie de ce travail est centre sur un nouveau type de rsonateur, dit composite planaire/volumique. Une conception facilite ainsi que de bonnes performances lectriques sont les principaux atouts de cette nouvelle topologie. La synthse dun filtre dordre n bas sur ce nouveau rsonateur est prsente. La dmarche complte de conception dun filtre dordre 2 ainsi que la ralisation et la mesure du circuit sont dtailles de faon illustrer la facilit de conception. Les performances de cette topologie sont mises en lumire grce la ralisation dun filtre dordre 3. Ensuite, nous discutons des points forts et des inconvnients de cette topologie. Enfin, les perspectives de ce travail sont aussi tudies dans cette partie.

En conclusion, aprs avoir effectu un bilan de lensemble de cette tude, des axes complmentaires de recherche sont proposs.

Introduction gnrale

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Bibliographie de lintroduction

[i.1] J. D. Jackson lectrodynamique classique Dunod, 2001

[i.2] O. Darrigol Electrodynamics from Ampre to Einstein Oxford University Press, 2000

[i.3] site Internet de lAgence Nationale des Frquences http://www.anfr.fr

[i.4] I. C. Hunter Theory and Design of Microwave Filters The Institution of Electrical Engineers, 2000

CHAPITRE I CHAPITRE I CHAPITRE I CHAPITRE I

TAT DE LART DU FILTRAGE MICRO-ONDE

Les contraintes lectriques communes tous les filtres sont : tre slectif et apporter peu de pertes. Afin de pouvoir comparer les diffrentes solutions entre elles, il semble ncessaire de dfinir des critres dvaluation universels. Aussi, nous allons dans un premier temps prsenter diffrents paramtres nous permettant de caractriser les performances lectriques dun rsonateur : coefficient de qualit et pertes dinsertion.

Une fois ces paramtres dfinis, nous dcrirons les diffrentes tapes de la conception dun filtre. Nous nous intressons ici aux technologies planaires et volumiques qui sont les plus couramment utilises. Ce sera pour nous loccasion de prsenter les modles, les mthodes de conception et les outils utiliss, ainsi que les grandes lignes du processus de fabrication de ces technologies. Les avantages et inconvnients de chacune de ces technologies seront dtaills.

Dans le but de profiter des avantages de chacune de ces technologies classiques, une nouvelle technologie hybride, appele Substrate Integrated Waveguide (SIW), a t rcemment introduite. Cest une association des deux technologies prcdemment dcrites. Nous dcrirons la mthode de ralisation ainsi que les modles et outils utiliss dans le cas des filtres SIW.

Enfin, la conclusion nous permettra de faire un rapide bilan des problmes rencontrs lors de la conception de filtres hyperfrquences.

Chapitre I : Etat de lart du filtrage micro-onde

- 15 -

CHAPITRE I : TAT DE LART DU FILTRAGE MICRO-ONDE

I.1 Caractrisation des rsonateurs

Un filtre est un lment ou une fonction dont lobjectif est de slectionner une ou plusieurs bandes de frquences parmi le spectre lectromagntique et den liminer dautres. Dans le cas prsent, nous nous intressons uniquement des filtres mono-bande, cest--dire slectionnant un ensemble de frquences adjacentes. Pour raliser une fonction de filtrage passe-bande, plusieurs rsonateurs sont relis entre eux laide de couplages. Souvent, les rsonateurs dun filtre mono-bande fonctionnent la mme frquence. Bien que cela ne soit pas une obligation, ces rsonateurs sont gnralement de nature identique. Les performances du filtre dpendent essentiellement de celles des rsonateurs. Aussi, nous allons prsenter les paramtres permettant de mesurer les performances dun rsonateur partir de sa rponse lectrique.

I.1.1 Les pertes dinsertion

Les pertes dinsertion sont dfinies comme le niveau de pertes mesur la rsonance sur la rponse lectrique en transmission, ce qui correspond lattnuation du paramtre S21 la frquence centrale (Fig. I-1).

Les pertes dinsertion sont le plus souvent exprimes en dB, cependant, il arrive parfois quelles soient annonces ou utilises en valeur naturelle.


- 16 -

Figure I-1 : observation des pertes dinsertion partir de la rponse lectrique en transmission dun rsonateur

Lintrt de ce paramtre est de reprsenter lensemble des pertes rencontres dans llment considr ainsi que dans les dispositifs de couplage du rsonateur avec lextrieur (pertes par rayonnement, ohmiques, dilectriques).

Ladaptation la frquence centrale doit tre bonne (infrieure -15 dB) pour que lattnuation Fc corresponde des pertes dinsertion et non une dsadaptation.

I.1.2 Le coefficient de qualit en charge

Le coefficient de qualit en charge, dfini la frquence de rsonance, est un indice sans dimension permettant de quantifier la slectivit dun rsonateur. Plus ce coefficient est important, meilleure sera la slectivit. Il est calcul partir de la rponse lectrique en transmission S21 comme suit

E I-1

o les frquences F1 et F2 correspondent la bande passante prise -3 dB et Fc est la frquence de rsonance, cest--dire la frquence pour laquelle le niveau de pertes est minimal (Fig. I-2).

12 FFFQ cch

=


- 17 -

Figure I-2 : calcul du coefficient de qualit en charge partir de la rponse lectrique en transmission dun rsonateur

Remarque : dans le calcul du coefficient de qualit en charge, le niveau de pertes nintervient pas.

Le calcul du coefficient de qualit en charge permet seulement de juger de la slectivit dun rsonateur et de son dispositif dalimentation. Cependant, il nest pas suffisant pour juger les performances globales intrinsques du rsonateur car il ne prend pas en compte le niveau de pertes. Pour avoir un seul et unique indice qui permet de juger les performances lectriques intrinsques dun rsonateur, nous utilisons la notion de coefficient de qualit vide.

I.1.3 Le coefficient de qualit vide

Le coefficient de qualit vide est une grandeur sans dimension qui rsume les performances lectriques intrinsques dun rsonateur. Typiquement, plus Qv est lev, plus les pertes dinsertions seront faibles et/ou meilleur sera le niveau de rjection. Le facteur de qualit est dfini de la manire suivante [I.1]:

E I-2

priodepardissipeEnergiestockemoyenneEnergieQ cv =


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o c est la pulsation de fonctionnement. Lexploitation de cette expression thorique est difficile, aussi, nous allons utiliser une mthode permettant dobtenir le coefficient de qualit vide partir du niveau des pertes dinsertion (I.2.1) et du coefficient de qualit en charge (E I-2).

Pour cela, intressons-nous la manire dont un rsonateur est aliment,

E I-3

o Qv est le coefficient de qualit vide et Qch est le coefficient de qualit en charge. Qext est le coefficient de qualit externe, il modlise les pertes lies au systme dexcitation du rsonateur. Ce coefficient de qualit externe peut-tre scind en deux coefficients de surtension, lun li aux pertes en entre QextE et lautre aux pertes en sortie QextS. Ce coefficient de qualit externe peut aussi tre exprim comme :

E I-4

avec S21 correspondant aux pertes dinsertion exprimes en valeur naturelle. Daprs cette expression et en saidant de lquation E I-3, il vient :

E I-5

Ce coefficient de qualit vide modlise bien les performances dun rsonateur car il tient compte non seulement de la slectivit mais aussi des pertes dinsertion.

Cependant, cet outil comporte un inconvnient : son calcul est bas sur la largeur de bande passante -3 dB, ce qui ne permet pas de diffrencier le cas dun filtre dont la rponse lectrique prsente de trs fortes rjections -10 dB dun filtre dont les rjections -10 dB sont faibles. En outre, la slectivit calcule est une slectivit globale sur lensemble de la bande passante, ce qui ne prend pas en compte le cas de filtres dont la rponse lectrique est non-symtrique, cest--dire qui prsentent une forte rjection dun seul ct de la bande passante. Pour pallier ce problme, il est possible de dterminer des coefficients de qualit pour la demi bande passante basse et pour la demi bande passante haute, celles-ci tant situes de part et dautre de la frquence centrale [I.2].

vextch QQQ111

+=

( )cch

ext fSQQ21

=

( ) .1 21 cch

v fSQQ

=


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Nous allons maintenant pouvoir utiliser ce coefficient de qualit vide pour comparer les diffrents rsonateurs auxquels nous allons nous intresser. Comme nous lavons prcis, un filtre est constitu de plusieurs rsonateurs et les performances de ce filtre dpendent directement des performances des rsonateurs qui le composent. Nous venons de prsenter la mthode qui permet de calculer le coefficient de qualit vide partir de la rponse dun rsonateur seul, mais il est parfois intressant dextraire le coefficient de qualit vide dun rsonateur partir de la rponse lectrique dun filtre compos de n rsonateurs identiques. Dans ce cas, nous utiliserons lexpression suivante [I.1] :

E I-6

o n est lordre du filtre, IL reprsente les pertes dinsertion exprimes en dB et w est la bande passante relative mesure du filtre. Il existe des restrictions quant lutilisation de cette expression. Ainsi, il faut que les pertes dinsertion IL du filtre soient infrieures n dB pour avoir une bonne prcision dans le calcul de Qv [I.3].

Les performances lectriques tant maintenant comparables, nous allons prsenter les diffrentes technologies utilises pour la ralisation de filtres. Par la suite, chaque fois que nous parlerons de coefficient ou de facteur de qualit, nous ferons rfrence au coefficient de qualit vide tel quil vient dtre prsent.

I.2 Mthodes de conception et fabrication de filtres planaires

Les technologies planaires consistent utiliser un substrat qui se prsente sous la forme dune plaque de dilectrique. Des fines couches mtalliques sont dposes sur lune ou les deux faces du substrat.

I.2.1 Fabrication

La plaque de substrat mesure en gnral quelques centaines de micromtres dpaisseur. Cest un dilectrique qui peut tre de nature organique (tissus de verre,

wILnQv

=

343.4


- 20 -

de carbone ou de kevlar imprgns de rsines base de tflon ou de fluor) ou de nature inorganique cristalline (cramique de type Alumine par exemple).

Les critres de choix du substrat sont principalement les caractristiques lectriques du dilectrique (tangente de perte et permittivit), les caractristiques thermiques et mcaniques (conductivit thermique, coefficient de dilatation thermique), la technologie de fabrication utilise (procd de dpt des couches mtalliques) et bien sr le cot.

Les couches de mtallisation sont en gnral composes de conducteurs de type cuivre, or ou argent. Elles sont dposes par laminage/pressage chaud, srigraphie ou lectrolyse, et sont ensuite dlimites par diffrents procds de gravure ou dusinage surfaciques. On trouve diffrentes techniques de dpts, en couches minces et couches paisses.

La technique couche mince permet dobtenir une trs bonne prcision de gravure ainsi quune bonne reproductibilit mais elle est assez coteuse. Le procd couche paisse permet dobtenir des circuits fiables, reproductibles mais la prcision de gravure est moyenne.

La notion de cot est bien entendu relativiser selon le nombre de pices raliser, les enjeux sont diffrents selon quil sagit de petite, moyenne ou grande srie.

La ralisation de trous mtalliss est possible avec lensemble des techniques prsentes ci-dessus, le perage seffectuant au moyen dun foret pour les trous dans les matriaux organiques ou grce un Laser pour les cramiques. La mtallisation de ces trous sera obtenue par lectrolyse ou par remplissage de ces trous avec une pte mtallique conductrice.

I.2.2 Outils de dveloppement

Lensemble de ces techniques de fabrication permet de raliser des circuits dont le point commun est dtre planaires au mme titre quune carte lectronique classique dusage courant. La plupart des circuits raliss sur des substrats planaires (microruban, coplanaire, triplaque) ont la particularit dutiliser des modes de propagation Transverse Electro-Magntique (TEM) ou quasi TEM. Cette particularit


- 21 -

permet dutiliser des modles de lignes de transmission [I.4]. Il est possible dutiliser les notions de courant et de tension et nous pouvons dfinir des impdances, conductances et inductances liniques. Ces grandeurs sont couramment utilises et leur manipulation est relativement aise. Aussi, lutilisation de technologies planaires permet demployer des modles simples. Ceux-ci sont faciles utiliser mais la description des phnomnes physiques est plus ou moins exacte. Ainsi, en technologie microruban, les modles sont prcis et dcrivent bien les phnomnes rencontrs alors que pour les technologies coplanaire et triplaque, les modles sont moins aboutis. Lutilisation dun logiciel tels que Advanced Design System propos par Agilent Technologies [I.5-I.6] permet une synthse rapide des circuits. En effet, dans ce logiciel, de nombreux modles sont disponibles non seulement pour les lignes de transmission mais aussi pour les discontinuits (croix, ts). Lutilisation de ceux-ci est intressante pour deux raisons. Dune part ils sont paramtrables, et dautre part, les temps de calculs associs sont faibles. Les pertes peuvent galement tre prises en compte dans ces modles. A partir de ces briques de base, il est possible de modliser quasiment toutes les structures ralisables en technologie planaire.

Ainsi, lavantage indniable des logiciels de simulation circuit rside dans le faible temps de calcul, quelques secondes quelques minutes, et ce, quelque soit la complexit de la structure. Par ailleurs, la bibliothque de modles microrubans, bien fournie, facilite grandement la conception pour cette technologie.

Malheureusement, le comportement des circuits ne peut pas toujours tre reprsent par des lments simples tant les phnomnes lectromagntiques sont complexes et difficiles reprsenter avec des briques discrtises (couplages involontaires, modes parasites, fortes discontinuits). Notons que ces phnomnes parasites sont de plus en plus prsents au fur et mesure que la frquence de travail augmente. Autrement dit, la simulation circuit dune structure simple savre gnralement proche de la mesure pour une frquence de quelques Gigahertz mais ds que la frquence est suprieure 10 GHz, les modles proposs ne retranscrivent pas lintgralit des phnomnes observs et il existe une importante diffrence entre la simulation circuit et la ralit. Ces diffrences saccentuent ds lors quil sagit de spcifications tendues pour lesquelles une grande prcision est


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demande. Cest par exemple le cas pour des filtres bandes troites. Aussi, pour de telles structures, il est ncessaire davoir une phase doptimisation lectromagntique.

Les circuits planaires sont simuls laide doutils danalyse lectromagntique qui font appel diffrentes mthodes numriques de rsolution des quations de Maxwell. Dans le cas des circuits purement planaires, les logiciels utiliss sont de type 2,5 D utilisant la mthode des moments (Momentum propos par Agilent, Ansoft Designer, IE3D de Zeland Software) [I.7-I.9]. Les mthodes 2D5, aussi appeles 3D planaires, calculent les champs en maillant toutes les parties mtalliques avec des lments unitaires planaires de forme triangulaire ou rectangulaire et en prenant en compte toutes les caractristiques du substrat. La mthode des moments permet de rsoudre tous les problmes base dlments planaires hyperfrquences (antenne, filtre). [I.10]

Toutefois, cette analyse lectromagntique conduit invitablement des temps de calcul importants ds que le dispositif simuler est complexe. Ces temps de calcul prohibitifs sont pnalisants lors des phases de rglage, chaque simulation pouvant prendre plusieurs dizaines de minutes plusieurs heures dans certains cas.

Les outils utiliss pour dvelopper des filtres planaires prsentent donc lavantage dtre complmentaires, la simulation circuit pour synthtiser rapidement un circuit et la simulation lectromagntique pour optimiser prcisment la structure et ainsi arriver au masque final.

Ces outils, relativement aboutis depuis le dbut des annes 2000, permettent un travail rapide et prcis, cest pourquoi de nombreuses tudes concernant les circuits planaires ont t menes, nous allons maintenant prsenter les technologies planaires les plus couramment usites.


- 23 -

I.2.3 La technologie coplanaire

La technologie coplanaire est constitue dun plan de masse dpos sur une seule face du substrat. Sur cette mme face, le ruban est dlimit grce deux fentes parallles [I.11-I.13] (Fig. I-3).

Substrat

Plan de masse

Ruban

Substrat

Plan de masse

Ruban

Figure I-3 : configuration dune ligne en technologie coplanaire

Lintrt de cette technologie rside dans la compacit des circuits et la facilit de ralisation. En effet, les trous mtalliss ne sont pas ncessaires pour raliser des courts-circuits, et il est possible de reporter facilement des composants discrets, quils soient connects en srie ou en parallle.

Le principal inconvnient de cette technologie est la difficult garder un mode TEM sur lensemble du circuit. En effet, la prsence de deux plans de masse et dun conducteur pour cette technologie fait apparatre deux modes de propagation possibles, un mode quasi-TEM recherch et un mode TE non dsir (Fig. I-4). Des solutions pour liminer ce mode parasite existent (pont dans lair reliant les deux plans de masse), mais elles ne sont pas aises mettre en uvre et ne sont pas toujours efficaces. Le problme de loptimisation du nombre et de la position des ponts nest, notre connaissance, toujours pas compltement rsolu lheure actuelle.

H

E

E E E

Mode quasi-TEM Mode TE

H

E

EHH

EE

EE E EEE EE

Mode quasi-TEM Mode TE

Figure I-4 : configuration des champs lectrique et magntique pour une ligne de transmission en technologie coplanaire


- 24 -

Par consquent, il est assez difficile davoir des modles dcrivant prcisment les phnomnes rencontrs. De ce fait, les bibliothques des logiciels sont assez pauvres en modles coplanaires. Cependant, les performances lectriques atteintes avec cette technologie sont de lordre de grandeur de celles atteintes avec dautres technologies planaires comme la technologie microruban par exemple.

I.2.4 La technologie triplaque

La technologie triplaque consiste utiliser un ruban mtallique noy dans un substrat sur les faces duquel sont situs des plans de masse (Fig. I-5). Cette technologie triplaque peut tre symtrique (la ligne de transmission est situe gale distance des deux plan de masse) ou asymtrique (le ruban est plus proche dun des plans de masse que de lautre). Comme dans le cas de la technologie coplanaire, il y a trois conducteurs donc deux modes diffrents peuvent exister, or un seul est exploitable, cest pourquoi il est ncessaire de relier les deux plans de masse par des trous mtalliss afin dempcher le mode parasite de sinstaller.

plans de masse

substrat

ruban mtallique

plans de masse

substrat

ruban mtallique

H

E

plans de masse

substrat

ruban mtallique

plans de masse

substrat

ruban mtallique

H

E

Figure I-5 : configuration des champs lectrique et magntique pour une ligne de transmission en technologie triplaque

Cette technologie permet de raliser des circuits compacts en raison de la permittivit leve sur lensemble de la structure. Les circuits triplaques sont bien isols des parasites lectromagntiques grce aux plans de masse situs sur les faces suprieure et infrieure du substrat, de plus, il ny a pas de pertes par rayonnement.

Les inconvnients majeurs rencontrs par cette technologie concernent les dispersions technologiques qui ont un impact fort sur la rponse lectrique en raison


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de limmersion totale de la ligne dans le substrat. De plus, le report dlments actifs ou tout autre lment discret nest pas ais.

I.2.5 La technologie microruban

Cette technologie est constitue dun ruban mtallique situ sur une face du substrat, le plan de masse tant dpos sur lautre face du substrat (Fig. I-6). Le mode propag est un mode quasi-TEM dont la distribution des lignes de champs est prsente sur la figure I-7 [I.4]. Cette technologie est trs utilise par les concepteurs de filtres hyperfrquences car elle permet une grande souplesse topologique. En effet, la fabrication des circuits est bien matrise et le report dlments discrets est assez facilement ralisable. De plus, les circuits microruban sont assez aisment reproductibles.

Substrat

Plan de masse

Ruban

Figure I-6 : configuration dune ligne en technologie microruban

H

E

HH

EE

Figure I-7 : configuration des champs lectrique (E) et magntique (H) pour une ligne de transmission en technologie microruban

Nous allons maintenant prsenter diffrentes topologies de filtres ralisables sur la base de cette technologie planaire microruban.


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I.2.5.a Filtre stubs

Cette topologie est utilise pour des rapports de bande moyens larges, cest--dire compris entre 20 et 80%. Des stubs, quart donde ou demi onde, respectivement court-circuits ou en circuits ouverts, sont relis entre eux par des inverseurs quart donde (Fig. I-8) [I.1].

Cest une topologie classique, facile matriser, et intressante notamment pour la ralisation de fonctions de filtrage large bande.

En revanche, cette topologie ne peut tre utilise pour synthtiser des filtres dont la bande passante est infrieure 20% en raison de contraintes technologiques (impdances caractristiques trop faibles).

Figure I-8 : masque dun filtre dordre 5 stubs

I.2.5.b Filtre lignes couples

Cette topologie est utilise pour raliser des filtres dont le rapport de bande passante est infrieur 20%. Ces filtres sont constitus de sections de lignes couples quart donde. La longueur de ces tronons de lignes fixe la frquence de fonctionnement alors que les largeurs des fentes fixent le niveau des couplages de proximit et donc la largeur de la bande passante (Fig. I-9) [I.1].


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Figure I-9 : photographie dun filtre dordre 3 lignes couples

Cette topologie prsente lavantage dtre assez facile concevoir et rgler. Cependant, les performances lectriques sont limites. De plus, lencombrement de cette structure est important. Notons toutefois que des travaux ont t effectus, notamment afin de rduire la taille de cette structure. Les topologies Hairpin (Fig. I-10) constituent des alternatives intressantes [I.14-I.15].

Figure I-10 : photographie dun filtre Hairpin dordre 3

I.2.5.c Filtre Dual Behavior Resonator (DBR)

Le DBR est un concept bas sur lexploitation dune recombinaison constructive considre comme une rsonance. Cette recombinaison constructive a lieu entre deux structures coupe bande. Ce concept a t imagin et dvelopp au LEST par Cdric Quendo [I.16-I.18].

Dans le cas dune ralisation planaire, les structures coupe bande sont ralises grce des stubs qui peuvent tre en circuit ouvert ou court-circuits.


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Chaque rsonateur est donc compos de deux stubs. Chaque rsonateur synthtise deux zros de transmission, situs de part et dautre de la rsonance. Les rsonateurs sont coupls entre eux au moyen dinverseurs quart donde (Fig. I-11). Cette topologie permet un contrle non seulement de la bande passante, mais aussi des bandes coupes situes de part et dautre de celle-ci et ceci de manire indpendante. Cest un avantage certain dans le cas o les spcifications lectriques autour de la bande sont exigeantes en terme de rjection. En contrepartie, cela gnre des remontes harmoniques parasites. Des techniques pour matriser ces remontes parasites laide de stubs ont t mises en uvre afin dobtenir une rponse hors bande satisfaisante [I.19].

Figure I-11 : masque dun filtre DBR dordre 4 base de stubs en circuit ouvert

Au cours de son travail de thse, soutenu en novembre 2006, Alexandre Manchec a dmontr que les facteurs de qualit issus de la topologie DBR sont suprieurs ceux des topologies classiques microruban. Le coefficient de qualit vide des rsonateurs DBR est situ autour de 180 dans le cas le plus favorable.

Ce travail a aussi permis de mettre en vidence la flexibilit de cette structure en terme de conception et a dmontr la possibilit darriver des circuits assez compacts grce au repliement des stubs [I.20].


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I.2.5.d Conclusion

Un rcapitulatif des topologies microruban dcrites est prsent dans le tableau I.1. Nous sommes bien videmment conscients quil existe de nombreuses autres topologies possibles (filtres couplage capacitif localis, filtres interdigits), cependant, notre but nest pas ici dtre exhaustif, mais de prsenter des topologies reprsentatives des performances atteignables en technologie planaire ainsi que leurs principaux avantages et inconvnients. En termes de performances lectriques, les technologies microruban, triplaque et coplanaire sont assez proches, par consquent, les critres de choix de ce point de vue l seront plutt lis au contexte particulier de lapplication.

Filtre stubs

Filtre lignes couples

Filtre DBR

Bande passante relative

moyen large 20 80%

faible < 20%

faible trs faible Quelques % 20%

Facteur de qualit

80

120

180

Tableau I.1 : comparaison de 3 topologies microruban

Globalement, les points forts de la technologie microruban sont une grande simplicit et un faible cot de fabrication, ainsi quun mode de propagation bien identifi et facilement modlisable. Aussi, les bibliothques de modles sont bien fournies et il est relativement facile de simuler le comportement global de circuits microruban.

De plus, la technologie microruban permet deffectuer des rglages post-ralisation, trs utile pour compenser la dispersion ventuelle de la permittivit du substrat utilis lors de la ralisation. Le principe est de disposer des petits plots mtalliques (100 m x 100 m) proximit des endroits sensibles. Si la rponse lectrique mesure le ncessite, ces plots sont par la suite connects (grce des boundings) pour compenser un dcalage de la permittivit par rapport la valeur utilise lors de la conception.


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Malheureusement, cette technologie microruban prsente aussi des inconvnients, parmi ceux-ci, la ncessit de raliser des trous mtalliss pour raliser la mise la masse, ainsi que la difficult obtenir des forts couplages de proximit et la plage dimpdances caractristiques accessibles assez rduite sont les points les plus pnalisants. Pour pallier ces derniers inconvnients, la technologie multicouche a t introduite. Nous allons maintenant prsenter cette dernire ainsi que la technologie membrane et la technologie HTS.

I.2.6 Les autres technologies planaires

Les procds de fabrication des technologies que nous allons maintenant dcrire sont un peu plus complexes que ceux prsents en I.2.1. Cependant, nous avons choisi de les insrer dans cette partie dans la mesure o les modles ainsi que les outils utiliss sont identiques ceux slectionns pour les tudes microruban, triplaque et coplanaire. Les structures prsentes utilisent toutes un mode quasi-TEM.

I.2.6.a La technologie multicouche

La technologie multicouche vise augmenter la flexibilit de conception de la technologie microruban ; cest--dire largir la plage dimpdances caractristiques ralisables (5 125 ) en comparaison avec la plage dimpdances caractristiques accessibles en technologie microruban classique (20 100 ). Cette technologie permet aussi dlargir la gamme de couplage afin de faciliter la mise en uvre de couplages particuliers, entre rsonateurs non adjacents par exemple (Fig. I-12) [I.21]. Pour mener bien ces objectifs, la technologie multicouche telle quelle est mise en uvre au LEST utilise un substrat en alumine de quelques centaines de microns qui joue le rle de support mcanique de base sur lequel sont ensuite dposes diffrentes couches de mtallisation et/ou de dilectrique. Lpaisseur des couches dilectriques est de quelques dizaines de micromtres, la permittivit relative de celles-ci tant de lordre de 4. Les paisseurs des couches de mtallisation sont typiquement de 3 4 micromtres. Cette technologie est donc attractive car elle permet de saffranchir de certaines limites lies la technologie microruban.


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Cependant, il faut noter que cela ne permet pas toujours damliorer les performances lectriques et que le procd de fabrication est plus dlicat que pour la ralisation de circuits microruban classiques (sensibilit, alignement).

Aluminepaisseur : 254 635 m

permittivit : ? 9.75

dpts dilectriques

paisseur : 15 40mpermittivit relative: 4

dpts mtalliques

paisseur : 4 m


permittivit : 9.75

dpts dilectriques


dpts mtalliques

paisseur : 4 m



dpts dilectriques


dpts mtalliques

paisseur : 4 m


permittivit : 9.75

dpts dilectriques


dpts mtalliques

paisseur : 4 m

(a)



dptsdilectriques


dptsmtalliques

paisseur : 4 m



dptsdilectriques


dptsmtalliques

paisseur : 4 m



dptsdilectriques


dptsmtalliques

paisseur : 4 m


permittivit 9.75

dptsdilectriques


dptsmtalliques

paisseur : 4 m



dptsdilectriques


dptsmtalliques

paisseur : 4 m



dptsdilectriques


dptsmtalliques

paisseur : 4 m



dptsdilectriques


dptsmtalliques

paisseur : 4 m


permittivit 9.75

dptsdilectriques


dptsmtalliques

paisseur : 4 m

(b)


permittivit : 9.75

dpt dilectriquepaisseur : 15 40mpermittivit relative: 4

dpts mtalliques

paisseur : 4 m

rsonateur 1

rsonateur 2


permittivit : 9.75

dpt dilectriquepaisseur : 15 40mpermittivit relative: 4

dpts mtalliques

paisseur : 4 m

rsonateur 1

rsonateur 2

(c)

Figure I-12 : technologie planaire multicouche : (a) ligne faible impdance, (b) ligne forte impdance, (c) couplage fort entre rsonateurs

I.2.6.b La technologie LTCC

La technologie LTCC (Low Temperature Cofired Ceramics) est drive de la technologie multicouche. Le LTCC repose sur lempilement et la cuisson sous contraintes de cramiques crues [I.22]. Le procd de fabrication est dtaill sur la figure I-13. Le matriau du substrat, de lalumine crue, se prsente sous la forme dun rouleau. Des feuilles de pte crue (green tapes) sont dcoupes, perces puis srigraphies sparment. Elles sont ensuite superposes, lamines et cuites


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ensemble. La cuisson dure entre 2 et 5 heures et la temprature maximale atteinte est de 895C. Le nombre maximal de couches est en gnral de 8, lpaisseur typique de chacune dentre elles tant de 100 m. Ce procd permet dobtenir des circuits prsentant des performances mcaniques et lectriques intressantes, en effet, la structure ralise est compacte, robuste et homogne du point de vue de la permittivit puisque aucune colle nest utilise.

Figure I-13 : principe de fabrication dun circuit LTCC [I.23]

Cette technologie permet de raliser des structures dont les topologies sont planaires multicouches avec tous les avantages que cela comporte (gamme de couplages et dimpdances caractristiques largies, compatibilit conserve). Un exemple des possibilits de ralisation planaire sur une technologie LTCC est donn sur la figure I-14. La compatibilit avec dautres lments est aussi illustre sur cette figure.

Les principales difficults rencontres avec ce procd sont essentiellement lies aux phnomnes de rtrcissement des couches et de dilatation thermique inter-couches qui se rpercutent sur les prcisions dalignement et de superposition. Lquipement ncessaire pour la fabrication est trs coteux, en consquence, la technologie LTCC est plutt destine la production de grandes sries.


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Figure I-14 : vue en coupe dun circuit planaire sur LTCC [I.23]

I.2.6.c La technologie membrane

Dans cette technologie, un ruban mtallique est dpos sur une fine couche dilectrique de faible permittivit. Cette couche dilectrique, dont lpaisseur est de quelques micromtres, est suspendue dans lair au dessus dun plan de masse (Fig. I-15). La faible paisseur et la faible permittivit de la couche dilectrique rendent leffet de celle-ci ngligeable. Un mode TEM se propage et tout se droule donc comme si nous avions une ligne de transmission microruban dont le substrat est de lair. De plus, cette technologie ne comporte aucune perte dilectrique, les performances sont donc amliores [I.24-I.25]. En revanche, lutilisation de lair comme substrat induit un certain nombre dinconvnients en relation directe avec la trs faible permittivit de lair : dune part la taille des circuits est importante et dautre part, il est difficile de raliser des impdances caractristiques faibles. Enfin, la compatibilit et la fragilit sont des paramtres critiques dans loptique dune intgration systme.


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AirSi Si

Plan de masse

RubanMembrane dilectrique

Air

Plan de masse


AirSi Si

Plan de masse


Air

Plan de masse


Figure I-15 : configuration dune ligne en technologie membrane

I.2.6.d La technologie HTS

La technologie HTS (High Temperature Superconductor) consiste tirer parti de leffet supraconducteur dune couche mince doxyde dpose sur un substrat inorganique planaire. Grce aux trs faibles pertes du matriau supraconducteur, les performances lectriques obtenues avec cette technologie sont excellentes [I.26-I.28]. La principale limitation de cette technologie concerne la ncessit dutiliser un cryognrateur, qui, malgr de rcentes avances, reste un matriel encombrant, lourd, cher et gourmand en nergie. Aussi, cette technologie est difficilement embarquable.

I.2.7 Conclusion

Nous avons pu voir que les technologies planaires regroupent un ensemble de configurations assez diffrentes les unes des autres. Toutefois, nous pouvons relever un ensemble de points communs : tout dabord, les procds de fabrication sont relativement simples, bien matriss et peu coteux. Les circuits sont quant eux lgers et compacts.

De plus, nous avons vu que lexistence de modles et lutilisation de logiciels de modlisation et de simulation performants facilitent la synthse en technologie planaire de fonctions de filtrage hyperfrquence. En outre, les circuits planaires prsentent globalement une bonne compatibilit avec les autres lments du systme prouvant ainsi le bon niveau dintgrabilit des circuits raliss avec ces technologies.


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Malgr les nombreux travaux concernant lamlioration de ces structures planaires, certains points sont encore problmatiques.

En effet, ces technologies prsentent globalement des performances lectriques limites. Comme nous lavons vu, les facteurs de qualit atteints grce la topologie DBR se situent autour de 180, ce qui est parfois insuffisant pour rpondre des spcifications tendues. Dans le cas dapplications particulirement exigeantes en termes de slectivit et de pertes, il est indispensable de recourir des technologies volumiques que nous allons maintenant dcrire. Notons aussi que ces structures volumiques sont les seules pouvoir tre utilises ds lors que les puissances mises en jeu sont importantes.

I.3 Mthodes de conception et fabrication de filtres volumiques

La technologie volumique est lune des plus anciennes technologies de ralisation de filtres hyperfrquences. Elle consiste utiliser une onde stationnaire sigeant lintrieur dune cavit, qui fait office de rsonateur.

I.3.1 Principe de fonctionnement

Les ondes lectromagntiques se propagent naturellement en espace libre. Cette propagation est rgie par les quations de Maxwell [I.29-I.30]. Lorsquune onde lectromagntique se dplace le long dun guide infini et de section constante, la propagation ne seffectue que sous certaines conditions fixes par les quations de Maxwell, ainsi que par les conditions aux limites du guide considr. Une onde lectromagntique se propageant dans un guide ferm peut tre dcompose en une superposition de configurations lectromagntiques de base appeles modes de propagation. Pour un guide donn, en fonction de la frquence, zro, un ou plusieurs modes de propagation peuvent exister simultanment. Chaque mode de propagation est caractris par un agencement particulier des champs lectrique et magntique ainsi que par une frquence de coupure et une constante de propagation.

Remarque : chaque mode se propage partir dune frquence qui lui est propre (frquence de coupure), le guide se comporte donc comme un filtre passe haut pour


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chaque mode de propagation. Pour un guide donde donn, le mode propag dont la frquence de coupure est la plus basse est appel mode fondamental.

Les modes de propagation sont classifis en modes Transverse Electrique (TE), Transverse Magntique (TM), Transverse ElectroMagntique (TEM) ou hybride.

On a un mode TE lorsque le champ lectrique lintrieur du guide est dans un plan perpendiculaire laxe du guide. De mme, pour un mode TM, le champ magntique na pas de composante longitudinale suivant laxe du guide. Enfin, pour un mode TEM, les champs lectrique et magntique sont contenus dans un plan transversal perpendiculaire laxe du guide. Les modes hybrides napparaissent que dans des cas trs particuliers (pertes conductrices trs leves), aussi nous les omettons volontairement ici [I.31].

Chaque type de mode (TE, TM, TEM) est dfini par deux indices l et m. Pour un guide rectangulaire, l reprsente le nombre de demi-longueurs donde dans la plus grande dimension de la section du guide, et m reprsente le nombre de demi-longueurs donde dans la plus petite dimension de la section. Dans le cas dun guide de section circulaire, l dsigne la priodicit spatiale (en priodes compltes) de ce champ, quand on effectue un tour complet le long de la circonfrence de la section droite du guide et m est le nombre de demi priodes le long du rayon.

Remarque : Il nexiste pas de mode TEM dans des guides donde mtalliques rectangulaire ou cylindrique. En revanche, dans le cas des guides coaxiaux, un mode TEM existe, il est dailleurs le mode fondamental.

Supposons maintenant que le guide rectangulaire ou cylindrique ne soit plus infini mais quil soit clos en ses deux extrmits par des murs de mme nature que les parois du guide donde. De fait, on introduit de nouvelles conditions aux limites qui doivent aussi tre vrifies par le champ lectromagntique, en plus des conditions aux limites sur les parois du tronon de guide. Londe est rflchie sur la paroi terminale, il y a superposition des ondes incidente et rflchie, une onde stationnaire apparat. Ainsi, une rsonance stablit dans la cavit lorsque la distance entre les deux murs est un multiple n (entier) de la demi-longueur donde guide de la frquence propage. Le mode de rsonance ainsi tabli dans la cavit se nomme


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TElmn ou TMlmn selon le mode de propagation dont il est issu [I.31]. Chaque mode de rsonance stablit une frquence qui lui est propre. Cependant, il est possible que diffrents modes fonctionnent la mme frquence, on parle alors de modes dgnrs. Une cavit supporte une infinit de modes, chacun rsonant sa frquence propre.

Remarque : Pour une cavit donne, le mode de rsonance dont la frquence est la plus basse est appel mode de rsonance fondamental.

Du point de vue de la ralisation pratique, les cavits peuvent tre dlimites par des murs lectriques obtenus grce des parois mtalliques, on parle alors de cavits mtalliques. Dans ce cas, les cavits sont vides, ou remplies de dilectrique de faon diminuer leur taille (cavits mtalliques charges). On trouve aussi des rsonateurs dont les parois sont des murs magntiques. Ces rsonateurs sont duaux des cavits mtalliques. Les murs magntiques sont alors raliss grce un fort contraste de permittivit. On parle alors de rsonateurs dilectriques.

I.3.2 Cavits mtalliques

Dans ce cas, les filtres sont raliss base de cavits mtalliques, celles-ci tant obtenues par usinage dun bloc de mtal. La frquence de rsonance dpend de la taille des cavits alors que la bande passante est contrle grce aux couplages inter-rsonateurs (Fig. I-16). Ceux-ci sont raliss au moyen douvertures pratiques dans les parois des cavits. Le rglage du niveau de couplage se fait via le positionnement de ces iris et leurs tailles.

Le principal avantage de ce type de structures rside dans la possibilit datteindre des facteurs de qualit trs levs, de lordre de plusieurs milliers, ce qui permet de raliser des filtres prsentant des bandes troites avec des faibles pertes dinsertion. Par ailleurs, ce type de filtre permet de transmettre de fortes puissances, cest pour cette raison quils sont trs utiliss dans les modules dmission pour les tlcommunications spatiales en particulier.

Les limitations sont principalement lies lencombrement, au poids, au cot, ainsi qu la difficult reproduire en grande srie ce genre dquipement. En effet,


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ces filtres ncessitent un rglage post ralisation important. Celui-ci est effectu grce des vis permettant de modifier non seulement le couplage mais aussi les frquences de rsonance des cavits. Le rglage se faisant individuellement pour chaque cavit, ou pour chaque filtre sil sagit dun multiplexeur, cette phase peut tre assez longue.

Figure I-16 : photographies dun filtre dordre 6 en cavits mtalliques cylindriques [I.30]

I.3.3 Rsonateurs dilectriques

Les filtres rsonateurs dilectriques exploitent des modes de rsonance apparaissant lintrieur de blocs dilectriques de trs forte permittivit de forme paralllpipdique ou cylindrique. Les limites de ces rsonateurs sont des murs magntiques obtenus grce un fort contraste de permittivit entre le dilectrique et lair. Ainsi, plus la permittivit du dilectrique est importante, meilleure est lefficacit du mur magntique. Il faut toutefois prciser quun tel mur magntique est beaucoup moins localis quun mur lectrique ralis grce une paroi mtallique. Ainsi, bien que le dilectrique prsente gnralement une forte permittivit (plusieurs dizaines), le champ lectromagntique nest pas compltement confin dans le dilectrique. La ralisation des couplages entre les rsonateurs seffectue travers lair, les rsonateurs tant situs proximit les uns des autres. Les couplages dentre et de sortie seffectuent laide de lignes microruban ou de sondes coaxiales elles aussi


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situes proximit du rsonateur dilectrique (Fig. I-17). Selon le matriau dilectrique utilis ainsi que le mode de fonctionnement retenu, les facteurs de qualit vide relevs peuvent atteindre quelques milliers. Lintrt de ces filtres rside bien videmment dans ces facteurs de qualit levs. Grce lutilisation de matriaux dilectriques, et en comparaison avec les filtres cavits mtalliques, ces filtres sont moins encombrants et moins lourds. De plus, les puissances admissibles sont ici aussi assez leves.

En revanche, le rglage de ces filtres, ainsi que les difficults avoir une excitation simple et ne prsentant pas trop de pertes sont les principaux points faibles de cette technologie.

Figure I-17 : dessin dun filtre dordre 2 rsonateurs dilectriques cylindriques

I.3.4 Outils et Mthodes de dveloppement

Contrairement aux technologies planaires, il nexiste pas de briques de bases pour modliser le comportement des diffrents lments dune structure volumique. Aussi, la mthode de dveloppement utilise est diffrente. Loutil logiciel FILCAV (FILtre CAVits) [I.32], dvelopp par des laboratoires franais sous la coordination du Centre National dEtudes Spatiales (CNES), permet de synthtiser une fonction de transfert partir du gabarit dsir. Dans ce logiciel, lordre n du filtre est un paramtre dentre que le concepteur peut librement choisir. La fonction de transfert propose est donne sous la forme dune matrice nodale dont lordre est quivalent celui du filtre. La modlisation sous forme de matrice est trs gnrale,


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ainsi, elle peut prendre en compte des fonctions de filtrage avec des zros de transmission et/ou des fonctions de filtrage phase linaire.

La matrice obtenue est celle dun filtre prototype passe-bas dont les pulsations sont normalises :

++

+

+

nnn

nnn

pppp

ppppp

pppp

DDDD

DDDDD

DDDDDD

1,

,11

,11,1

1,1,

1,1,1

21,2

2,11

.....

.....

.....

....

.....

.....

.....

avec RE et RS

- Les termes diagonaux de la matrice (Dj) sont les valeurs des susceptances qui permettent de corriger les frquences des rsonateurs aux cas o tous les rsonateurs du filtre ne fonctionnent pas la mme frquence.

- les termes non diagonaux (Di,j) correspondent aux valeurs des couplages entre chacun des rsonateurs ; par exemple, le terme plac sur la troisime colonne et la deuxime ligne correspond au couplage entre le deuxime et le troisime rsonateur.

-les valeurs des couplages dentre et de sortie sont donnes part sous la forme de termes nomms RE et RS. Leur dimension est celle dune rsistance.

La matrice du filtre est obtenue en effectuant une transformation de frquence du passe-bas normalis vers la fonction dsire (passe-bande, coupe-bande) puis en dnormalisant en frquence [I.33].

Suite cette dnormalisation et ventuellement la transformation si ncessaire, la matrice de couplage du filtre dnormalise est obtenue, celle-ci traduit la fonction dsire (passe-bande par exemple), avec les frquences de rsonance et des zros de transmission dsires.


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Ensuite, Il nous faut dterminer les dimensions des rsonateurs. Pour ce faire, il faut dabord dterminer le mode de rsonance utilis. La slection du mode de rsonance et le dimensionnement des cavits seffectuent laide de programmes, par exemple CalculMode et OptimiseMode dvelopps au LEST par G. Tann [I.34]. Ces outils permettent dobtenir, partir des paramtres physiques de la cavit, lensemble des modes rsonant dans une cavit, ainsi que leurs caractristiques (coefficient de qualit et frquence de rsonance). Il reste caractriser les couplages entre rsonateurs. Cette caractrisation permet ensuite de dimensionner les iris en fonction des valeurs prsentes dans la matrice dnormalise. Un ensemble de simulations lectromagntiques est ncessaire pour tracer labaque de couplage entre deux rsonateurs. Une fois cet abaque trac, la structure globale peut tre dessine et simule lectromagntiquement.

Lutilisation de simulateurs lectromagntiques 3D est indispensable tant donn que les champs lectromagntiques sont rpartis dans les trois dimensions.

Parmi ceux-ci, il existe des simulateurs temporels ou des simulateurs frquentiels. Les premiers sont particulirement performants lorsquil sagit dtudes sur des larges bandes de frquences (antennes, coupleurs) mais sont peu prcis lorsquil sagit dtudes faibles bandes. Aussi, pour la simulation de structures filtrantes, il est prfrable dutiliser une mthode de rsolution frquentielle. Plusieurs logiciels commerciaux utilisent des mthodes frquentielles purement volumiques (CST Microwave Studio, Ansoft HFSS par exemple), au laboratoire, nous sommes quips du logiciel 3D HFSS. Bien que ces logiciels aient fait dnormes progrs au cours des dernires annes, le traitement de structures un peu complexes reste problmatique.

Lavantage du logiciel HFSS est sa capacit prcisment prendre en compte lintgralit des phnomnes rencontrs, et ce dans les trois dimensions.

La contrepartie associe cette prcision est davoir des simulations particulirement longues pouvant parfois aller jusqu plusieurs heures. La mise en uvre dimportants moyens informatiques rduit quelque peu ces temps de calcul et acclre donc le rglage des structures. Cest pourquoi au laboratoire, nous sommes quips dune station de calcul spcifique dote dun biprocesseur double cur et dune mmoire vive augmente (8 GigaOctets).


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En outre, un autre inconvnient du logiciel HFSS est que les tudes sur des larges bandes sont difficiles mener en raison de la mthode de maillage adaptatif retenue, or ces tudes sont ncessaires pour caractriser les bandes darrt. Une solution est alors de scinder la bande dintrt en plusieurs bandes frquentielles adjacentes.

En comparaison avec les outils utiliss pour la conception de circuits planaires, la conception de circuits volumiques prsente un certain nombre de contraintes. En effet, il y a une carence au niveau de la modlisation des structures : la phase doptimisation lectromagntique intervient immdiatement aprs la conception thorique idale (matrices), ce qui rend parfois le rglage lectromagntique long et fastidieux en cas dcart important entre la rponse dsire et la rponse lectromagntique initiale.

I.3.5 Conclusion

Comme nous avons pu le voir, les technologies volumiques prsentent des caractristiques lectriques intressantes, cest--dire des facteurs de qualit levs. Malheureusement, celles-ci souffrent aussi de nombreux points faibles tant au niveau des circuits en eux mmes (poids, cot, reproductibilit, difficults de rglage) quau niveau des mthodes et outils de conception (simulations lectromagntiques lourdes, absence doutil de modlisation comportemental).

A linverse, les technologies planaires prsentent des caractristiques attractives (faible poids, faible cot, reproductibilit aise) mais sont pnalises par les faibles performances en terme de slectivit et de pertes.

Les caractristiques des technologies planaires et volumiques sont rsumes dans le tableau I.2. A titre de comparaison, les technologies lments localiss et les technologies ondes acoustiques de surface (SAW) et dans un volume (BAW) sont aussi prsentes dans ce tableau. Nous avons choisi de ne pas les dcrire dans la mesure o les frquences de fonctionnement de ces systmes sont limites quelques GigaHertz. Toutefois, ce sont des solutions attractives qui ont fait dnormes progrs au cours de ces dernires annes. Dans le cas o des solutions permettraient de repousser suffisamment les limitations en frquence, il faudra reconsidrer notre position vis--vis de ces technologies particulires.


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technologies volumiques technologie planaire

filtres cavits mtalliques

filtres rsonateurs dilectriques

filtres planaires (microruban/CPW)

filtres rsonateurs LC

localiss

SAW / BAW

frquence de fonctionnement

10 GHz-100GHz 800MHz-100GHz 500MHz-60GHz < 5GHz


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I.4.1 Filtres hybrides partir de la technologie microruban

La ralisation de circuits base de cavits enterres dans des substrats planaires a t appele Substrate Integrated Waveguide (SIW). Celle-ci a t introduite en 2001 [I.35]. Ce concept SIW associe lutilisation dune technologie de ralisation planaire de type microruban et le fonctionnement de cavits dans lesquelles vont exister des modes volumiques. Techniquement, les cavits sont incluses dans le substrat et sont dlimites pour les faces suprieures et infrieures par des plans mtalliques et pour les faces latrales par des ranges de trous mtalliss. Ces vias doivent avoir un diamtre et un espacement suffisamment faibles pour apparatre comme des murs lectriques parfaits la frquence de rsonance du mode considr [I.36]. Cependant, la substitution de murs lectriques rels par des trous mtalliss implique que certains modes ne peuvent pas rsonner. Les modes qui ne peuvent pas stablir sont ceux dont les lignes de courant sont perpendiculaires aux vias [I.37]. Les guides SIW propagent uniquement des modes TE10 dans lpaisseur du substrat [I.38]. Le mode de rsonance fondamental associ est le TE101. Le coefficient de qualit vide associ ces structures est de lordre de 280.

Lalimentation des cavits se fait grce une transition propre au mode excit [I.35]. Ainsi, le circuit peut facilement tre connect aux autres lments de faon planaire. Un exemple de filtres SIW est prsent sur la figure I-18.

Figure I-18 : photographie de filtres SIW [I.35]


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Les outils utiliss pour le dveloppement de ces structures sont les mmes que ceux utiliss dans le cas de technologies volumiques. En effet, ces structures peuvent tre assimiles des structures volumiques dont les couplages dentre-sortie et les processus de fabrication sont planaires. Au cours de ltude de filtres SIW, les logiciels utiliss sont donc des simulateurs lectromagntiques tridimensionnels.

Lintrt de ce type de structures rside principalement dans le fait davoir un facteur de qualit meilleur que ceux atteignables avec les topologies planaires. Par ailleurs, ces circuits prsentent une bonne compatibilit, un poids faible et un cot de fabrication peu important au regard des techniques volumiques. De plus, la reproductibilit de ces structures est bonne.

En revanche, la difficult modliser, et donc les temps de rglages importants sont des points faibles de ces structures du point de vue de la conception. Celle-ci est dautant plus difficile que les structures SIW prsentent une faible flexibilit. En effet, les possibilits de couplage et la flexibilit topologique sont peu importantes, ce qui rend le travail de conception difficile.

La fragilit mcanique due la multitude de trous mtalliss restreint les domaines dapplication possibles pour ces structures.

Par ailleurs, le manque de rglage pour ces circuits peut tre pnalisant. Enfin, la limitation de la puissance admissible est un point faible des

techniques SIW.

I.4.2 Filtres hybrides en technologie LTCC

La technologie LTCC permet aussi de raliser des structures volumiques enterres. De nombreux travaux concernant ces techniques ont rcemment t mens [I.39-I.42]. Deux exemples de circuits sont prsents sur les figures I-19 et I-20.


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Figure I-19 : filtre dordre 3 ralis en LTCC [I.39]

Figure I-20 : duplexeur ralis en LTCC [I.42]

Limmunit lectromagntique de ces circuits, obtenue par une ou plusieurs ranges de vias, est un des points forts de ces circuits.

De plus, la solidit mcanique est suprieure aux structures SIW en raison de la nature mme du procd de fabrication (grce la co-cuisson entre autres).

En revanche, la ralisation technologique de ces circuits est plus difficile et beaucoup plus coteuse mettre en uvre que pour un circuit SIW.

Les outils utiliss pour simuler ces structures LTCC sont les mmes que pour la conception de filtres volumiques [I.43], savoir des simulateurs lectromagntiques 3D.


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I.5 Conclusion

Au cours de ce chapitre, nous avons prsent les deux familles de technologies historiques de fabrication de filtres hyperfrquence. Ainsi, nous avons pu nous intresser aux technologies planaires, puis nous avons dtaill les technologies volumiques. Chacune de ces deux technologies prsente des avantages, et cest pourquoi de nouvelles techniques essayant dassocier les technologies planaires et volumiques ont vu le jour. Les technologies SIW permettent dassocier certains atouts du volumique avec les points forts des technologies planaires. Cependant, le compromis parfait ntant pas facile raliser, ces techniques comportent encore des inconvnients. Nous allons proposer des solutions originales afin damliorer cette symbiose entre planaire et volumique.


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Bibliographie du chapitre I

[I.1] G. L. Matthaei, L. Young and E. M. T. Jones Microwave Filters, Impedance-Matching, Networks, and Coupling Structures Dedham, M.A. Artech House, pp 149-155, 1980

[I.2] A. Manchec Dfinition de nouvelles solutions de filtrage en technologie plaque Thse de Doctorat en Electronique, Universit de Bretagne Occidentale Brest, novembre 2006

[I.3] S.B. Cohn Dissipation Loss in Multiple-Coupled-Resonator Filters Proc. IRE 47, pp 1342-1348, aot 1959

[I.4] K.C. Gupta, R. Gang, J.J. Bahl Microstrip Lines and Slotlines Dedham, M.A. Artech House, 1996

[I.5] Advanced Design System, logiciel propos par Agilent Technologies http://eesof.tm.agilent.com/products/ads_main.html

[I.6] P. Chariras, S. Giroux, L. Arzur, C. Copy ADS Manuel dutilisation Rapport de PFE, ENIB, 2002

[I.7] Momentum, logiciel propos par Agilent Technologies http://eesof.tm.agilent.com/products/momentum_main.html

[I.8] Ansoft Designer, logiciel propos par Ansoft http://www.ansoft.com/products/hf/ansoft_designer/


- 49 -

[I.9] Zeland Software http://www.zeland.com/

[I.10] http://www-mo.enst-bretagne.fr/pages/informatique.htm

[I.11] E. Rius Modlisation de la technologie uniplanaire par la mthode des diffrences finies. Application au couplage et au filtrage Thse de Doctorat en Electronique, Universit de Bretagne Occidentale Brest, N dordre 324, dcembre 1994

[I.12] D.S. Williams, S.E. Shwarz Design and performances of coplanar waveguide bandpass filters IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 31, n7, pp 558-586, mars 1983

[I.13] W. Menzel, W. Schwab Compact multilayer filter structures for coplanar MMICs IEEE Microwave and Guided Wave Letters Vol. 2, n12, dcembre 1992

[I.14] K. Konno Small Size Combline Microstrip Narrow BPF IEEE Microwave Theory and Techniques Symposium

Albuquerque, NM, USA, juin 1992

[I.15] S. Biber Design of an interdigital Filter in Stripline technology Computer aided Microwave Circuit Design

avril 2000


- 50 -

[I.16] C. Quendo Contribution lamlioration des performances des filtres planaires hyperfrquences. Proposition de nouvelles topologies et synthses associes Thse de Doctorat en Electronique, Universit de Bretagne Occidentale Brest, N dordre 839, novembre 2001

[I.17] C. Quendo, E. Rius, C. Person Narrow Bandpass Filters Using Dual-Behavior Resonators IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 51, pp 734-742, mars 2003

[I.18] C. Quendo, E. Rius, C. Person Narrow Bandpass Filters Using Dual-Behavior Resonators (DBRs) based on stepped impedance stubs and differents-lenghts stubs IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 52, pp 1034-1044, mars 2004.

[I.19] C. Quendo, C. Person, E. Rius, M. Ney Integration of optimized low-pass filters in band-pass filters for out-of-band improvement IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques special issue Vol. 49, Issue 12, pp 2376-2383, dcembre 2001

[I.20] A. Manchec, C. Quendo, E. Rius, C. Person, J-F. Favennec Synthesis of dual behavior resonator (DBR) filters with integrated low-pass structures for spurious responses suppression IEEE Microwave and Wireless Components Letters Vol. 16, Issue 1, pp 46, janvier 2006

[I.21] Y. Clavet Dfinition de solutions de filtrage planaires et multicouches pour les nouvelles gnrations de satellites de tlcommunications Thse de Doctorat en Electronique, Universit de Bretagne Occidentale Brest, novembre 2006


- 51 -

[I.22] Site Internet de lcole polytechnique de Lausanne http://lpm.epfl.ch/

[I.23] R. Valois, D. Baillargeat, S. Verdeyme, M. Lahti, T. Jaakola High Performances of Shielded LTCC Vertical Transitions From DC up to 50 GHz IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 53, Issue 6, pp 2026-2032, juin 2005

[I.24] P. Blondy, A.R. Brown, D. Cros, G.M. Rebeiz Low loss micromachined filters for millimetre-wave communication systems

IEEE International Microwave Symposium Baltimore, MA, USA, juin 1998

[I.25] S. Perrot Etude thorique et exprimentale de la technologie membrane pour applications faible cot aux longueurs donde millimtriques Thse de Doctorat en Electronique, Universit de Bretagne Occidentale Brest, novembre 2001

[I.26] R.R. Mansour Microwave superconductivity

IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 50, Issue 3, pp 750-759, mars 2002

[I.27] J.S. Hony, M.J. Lancaster, D. Jedamzik, R.B. Greed On the development of superconducting microstrip filters for mobile communications applications IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 47, Issue 9, pp 1656-1663, septembre 1999


- 52 -

[I.28] M. Klauda, T. Ksser, B. Meyer Superconductors and Cryogenics for Future Communication Systems IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques

Vol. 48, Issue 7, pp 1227-1238, juillet 2000

[I.29] P.F. Combes Micro-ondes, 1. Lignes, guides et cavits Dunod, Paris, 1996

[I.30] J.F. Favennec Synthses et ralisation de filtres hyperfrquences bande trs troite et corrigs en temps de propagation de groupe Thse de Doctorat en Electronique, Universit de Bretagne Occidentale Brest, N dOrdre 127, septembre 1990

[I.31] G. Boudouris Cavits lectromagntiques Dunod, 1971

[I.32] Notice Technique Manuel dutilisation du logiciel FILCAV Document CNES

[I.33] J.F. Favennec Hyperfrquences vol.2 Cours de 5me anne de LENIB, 2003

[I.34] G. Tann Conception et ralisation de multiplexeurs micro-ondes canaux adjacents

Thse de Doctorat en Electronique, Universit de Bretagne Occidentale Brest, N dOrdre 321, dcembre 1994


- 53 -

[I.35] D. Deslandes, K. Wu Integrated Microstrip and Rectangular Waveguide in Planar Form

IEEE Microwave and Wireless Components Letters Vol. 11, Issue 2, pp 6870, fvrier 2001

[I.36] D. Deslandes, K. Wu Single-Substrate Integration Technique of Planar Circuits and Waveguide Filters IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 51, Issue 2, pp 593-596, fvrier 2003

[I.37] F. Xu, K. Wu Guided wave and leakage characteristics of Substrate Integrated Waveguide

IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 53, Issue 1, pp 66-73, janvier 2005

[I.38] X. Chen, W. Hong, T. Cui, J.Chen, K.Wu Substrate Integrated Waveguide (SIW) Linear Phase Filter

IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 15, Issue 11, pp 787-789, novembre 2005

[I.39] L. Rigaudeau, P. Ferrand, D. Baillargeat, S. Bila, S. Verdeyme, M. Lahti, T. Jaakola LTCC 3-D Resonators Applied to the Design of Very Compact Filters for Q-Band Applications IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 54, Issue 6, pp 2620-2627, juin 2006

[I.40] J-H Lee, S. Pinel, J. Papapolymerou, J. Laskar, M. Tentzeris Low Loss LTCC Cavity Filters Using System-On-Package Technology at 60 GHz IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques Vol. 53, Issue 12, pp 3817-3824, dcembre 2005


- 54 -

[I.41] V. Piatnitsa, E. Jakku, S. Leppaevuori Design of a two-pole LTCC filters for wireless communications IEEE Transactions on Wireless Communications Vol. 3, Issue 2, pp 379-381, mars 2004

[I.42] R. Valois Contribution de lanalyse lectromagntique et outils associs la conception de modules de communications millimtriques et optolectroniques Thse de Doctorat en Electronique, Universit de Limoges Limoges, dcembre 2005

[I.43] S. Sarkar, S. Pinel, N. Kidera, J. Laskar Analysis and Application of 3-D LTCC Directional Filter Design for Multiband Millimeter Wave Integrated Module IEEE Transactions on Advanced Packaging Vol. 30, Issue 1, pp 124-131, fvrier 2007

CHAPITRE CHAPITRE CHAPITRE CHAPITRE IIIIIIII

ETUDE DUNE NOUVELLE TOPOLOGIE DE RSONATEUR SICC

Au cours du premier chapitre, nous avons dcrit les technologies hybrides SIW qui consistent associer les technologies planaires et volumiques. Nous avons vu que le poids, le volume, le cot de fabrication et la compatibilit sont plus intressants que ceux des technologies volumiques. Cependant, nous avons pu constater que certains aspects des rsonateurs SIW restent critiques, notamment la difficult de conception. Cette difficult sexplique par deux raisons :

Dune part, le fait dutiliser des outils lectromagntiques tridimensionnels pnalise le concepteur en raison de la dure des simulations. Si cela ne rend pas la tche difficile techniquement, cela la rend fastidieuse.

Dautre part, la topologie classiquement utilise pour raliser des SIW est une topologie dont les rsonateurs sont rectangulaires et les couplages entre les rsonateurs sont uniquement raliss par des iris de couplage, ce qui rend la ralisation de certaines configurations de matrices de couplage impossible.

Aussi, dans ce chapitre, nous allons nous attacher faciliter la conception de ces filtres. Dans ce but, nous proposons dans un premier temps doptimiser la forme des rsonateurs de faon augmenter la flexibilit de conception. Ce sera pour nous loccasion dintroduire les SICC (Substrate Integrated Circular Cavities). Dans un second temps, nous examinerons une nouvelle topologie de couplage nous permettant de raliser des couplages de natures diffrentes.

Chapitre II : Etude dune nouvelle topologie de rsonateur : la SICC

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CHAPITRE II : TUDE DUNE NOUVELLE TOPOLOGIE DE RSONATEUR :

LA SICC (SUBSTRATE INTEGRATED CIRCULAR CAVITY)

II.1 Prsentation des SICC

II.1.1 Principe de fonctionnement

Lors de lobservation de la rpartition du champ magntique dans les cavits SIW rectangulaires classiques, il apparat que le mode utilis est le TE101 ; il est le mode fondamental pour les dimensions caractristiques des technologies SIW. Dans cette configuration, le champ magntique forme une boucle circulaire dans le plan du substrat et le champ lectrique est vertical. Or les cavits SIW dfinies par des ranges de vias sont rectangulaires. Ceci parat nfaste car cette forme ne semble pas optimise par rapport la rpartition circulaire du champ magntique, ce qui a pour consquence une lgre augmentation injustifie de lencombrement. Dautre part, le fait que les cavits soient rectangulaires implique que les couplages se fassent selon lune des quatre orientations donnes par les artes du rectangle ; ceci peut poser problme lors de lassociation de cavits, ncessaire la ralisation dun filtre.

Partant de ce constat, nous avons tudi la possibilit dutiliser une cavit ayant une forme cylindrique [II.1-II.3]. Une telle cavit permet davoir un rsonateur dont les parois suivent de manire beaucoup plus naturelle le contour du champ magntique tout en rduisant lencombrement spatial du filtre. Cette cavit cylindrique incluse dans le substrat est appele SICC (Substrate Integrated Circular Cavity).


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Lutilisation dune SICC ncessite de redfinir les modes utiliss. En effet, dans le cas dun SIW classique, la cavit est extraite dun guide de section rectangulaire dans lequel se propage une onde lectromagntique. Ce guide, rempli de dilectrique, propage le mode TE10 le long du substrat, cest--dire que laxe du guide est parallle aux surfaces du substrat (Fig. II-1). On ralise une cavit fonctionnant sur le mode fondamental TE101 en dlimitant la cavit laide de vias.

mtallisation

substrat

Direction ofpropagation

Direction depropagation

mtallisation

substrat



mtallisation

substrat



Figure II-1 : principe de construction dune cavit rectangulaire SIW

Dans le cas dune SICC, et pour avoir une configuration de champ qui soit la mme que dans une cavit SIW rectangulaire, le guide est cylindrique et propage un mode TM ; la direction de propagation, cest--dire laxe du guide, est perpendiculaire au substrat. La cavit est une tranche du guide donde dont lpaisseur est gale la hauteur du substrat. La SICC est dlimite grce la mtallisation sur les faces suprieure et infrieure (Fig. II-2). Le mode de rsonance est le TM010, cest le mode fondamental.

mtallisation

substrat

Direction ofpropagationDirection de propagation

mtallisation

substrat

Direction ofpropagationDirection de propagation

Figure II-2 : principe de construction dune cavit SICC

Remarque : notons que malgr la diffrence dappellation du mode, les rpartitions des champs lectromagntiques sont similaires pour une cavit SIW rectangulaire et pour une cavit SICC. Le champ lectrique est prsent sur la figure II-3.


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E fieldE fieldE fieldE fieldE fieldE field

E fieldE fieldE fieldE fieldE fieldE field

(a) (b)

Figure II-3 : rpartition du champ lectrique dans un cavit SIW (a) et dans une cavit SICC (b)

Le champ magntique forme une boucle dans le plan du substrat, sa distribution est la mme quelle que soit la cavit considre.

II.1.2 Analyse du systme dexcitation

Le systme dexcitation est la transition qui permet de passer dune structure daccs (mode planaire quasi-TEM) un mode de cavit, en loccurrence le mode TM010. Pour effectuer cette transition, nous avons cherch transmettre lnergie vers la cavit laide du champ magntique H. Pour le mode quasi-TEM microruban, le champ magntique forme une boucle autour de la ligne. Sous le ruban, le vecteur H est donc horizontal et sa direction est perpendiculaire la direction de propagation sur la ligne (Fig. II-4). Cette orientation est, cet endroit, tangentielle au champ magntique du mode TM010. La transition prsente utilise cette colinarit entre les champs magntiques de la ligne microruban et du mode TM010. La ligne daccs va

H

E

HH

EE

Figure II-4 : rpartition des champs lectrique et magntique pour une ligne microruban


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naturellement coupler son nergie la cavit, et ce, essentiellement par lintermdiaire du champ magntique. En effet, le champ magntique est maximal sur les bords de la cavit SICC, ce qui permet davoir un couplage prsentant une forte efficacit.

La transition que nous avons adopte est celle prsente sur la figure II-5.

Cavit SICC

Ligne daccs microruban

Cavit SICC

Ligne daccs microruban

Figure II-5 : vue de dessus de la transition entre la ligne microruban et la cavit SICC

Le passage par la ligne coplanaire blinde, bien quil ne soit pas absolument ncessaire, permet dapporter des paramtres de rglage supplmentaires afin de matriser au mieux le couplage dentre dans la cavit. En effet, la longueur et la largeur des fentes coplanaires permettent de jouer la fois sur le couplage dentre cest--dire sur le niveau dnergie fourni la cavit et sur ladaptation du circuit en entre. Lors du passage du mode de la ligne microruban au mode quasi-TEM de la ligne coplanaire blinde, le champ lectrique prend la configuration prsente sur la figure II-6.


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H

E

EH

E

EHH

EE

EE

Figure II-6 : rpartition des champs lectrique et magntique pour une ligne coplanaire blinde

Aprs avoir introduit la topologie SICC et avant de dmontrer son apport dans la conception de filtres, il nous semble indispensable de vrifier que les performances lectriques de ces cavits sont viables. Dans ce but, nous avons ralis une

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