Ths04 Manguel.j Epfl Th3033

7/28/2019 Ths04 Manguel.j Epfl Th3033

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THSE NO 3033 (2004)

COLE POLYTECHNIQUE FDRALE DE LAUSANNE

PRSENTE LA FACULT SCIENCES ET TECHNIQUES DE L'INGNIEUR

Institut des sciences de l'nergie

SECTION D'LECTRICIT

POUR L'OBTENTION DU GRADE DE DOCTEUR S SCIENCES

PAR

Diplme de professeur d'enseignement technique de deuxime grade, ENSET, Universit de Douala, Camerounet de nationalit camerounaise

accepte sur proposition du jury:

Prof. A.-Ch. Rufer, directeur de thseProf. P. Lemoigne, rapporteurProf. J.-J. Simond, rapporteur

Dr P. Steimer, rapporteur

Lausanne, EPFL2004

CONVERTISSEURS MULTINIVEAUX ASYMTRIQUES ALIMENTS

PAR TRANSFORMATEURS MULTI-SECONDAIRES

BASSE-FRQUENCE:

RACTIONS AU RSEAU D'ALIMENTATION

Joseph SONG MANGUELLE


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A

Sara Christiane, mon pouse

Yves-Vianey et Marlne Cidris, nos enfants

Albertina, ma mre

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Prface

Les travaux prsents dans cette thse ont t raliss au Laboratoire

dElectronique Industrielle (LEI) de lEcole Polytechnique Fdrale de Lau-sanne (EPFL) en Suisse, sous la direction du Prof. Alfred Rufer, Directeurdu LEI.

En Dcembre 1995, jtais tudiant lEcole Normale Suprieure dEn-seignement Technique (ENSET) de lUniversit de Douala au Cameroun.Je venais dachever mon premier cycle universitaire, dont le projet ft en-cadr par le Dr. Jean Maurice Nyob-Yom, charg de cours lENSET.A cette poque, il tait paralllement chef du dpartement du gnie lec-trique lInstitut des Technologies de lInformation (ITI), un tablissementpriv denseignement suprieur destin la prparation au Brevet de Techni-cien Suprieur en gnie lectrique. Il venait de mengager comme enseignant temps partiel des cours de machines lectriques en rgime permanent etdautomatismes industriels.

SONG, si tu rdiges un bon mmoire en machines lectriques, je len-verrai au Prof. Hansruedi Bhler de lEcole Polytechnique Fdrale de Lau-sanne. Je lui proposerai de taccepter comme doctorant dans son laboratoire.Telle ft la phrase de Jean Maurice qui transforma ma vie en novembre 1995.

Aprs plusieurs mois dhsitation, en Avril 1996, je commenai le mmoireintitul Synthse des modlisations des machines tournantes courant al-ternatif en vue de la commande numrique. Jean-Maurice lapprcia, etdcida ainsi de lenvoyer au LEI en janvier 1998.

Cest ainsi que, le Prof. A. Rufer, qui succda au Prof H. Bhler la di-rection du LEI maccepta pour un stage de perfectionnement, de neuf mois(ds octobre 1999), financ par le gouvernement suisse, travers la Commis-sion Fdrale des Bourses pour Etudiants Etrangers. Ce stage ft prolong,

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jusqu mon inscription en thse en juin 2001. Pendant cette priode, je fusinsr dans lquipe des convertisseurs multiniveaux, et fus fascin par cettetechnique de conversion.

Depuis son initiation donc, plusieurs personnes ont contribu la rali-sation de cette thse.Je remercie le Prof. A. Rufer de mavoir accept dans son quipe. Son

aiguillage vers cette technique de conversion et sa disponibilit tout au longde cette priode mont t dun apport capital. Je suis particulirement sen-sible la totale confiance quil a exprim mon gard, en accordant unegrande autonomie mes rflexions et mes actions. Enfin, je le remerciede mavoir soutenu dans le fondement de ma famille, massurant ainsi unestabilit propice au travail.

Mes plus vifs remerciements au Prof. Juan Mosig de lEPFL davoir ac-cept de prsider le jury de soutenance de cette thse.

Jexprime ma gratitude au Prof. J.J. Simond du Laboratoire des Ma-chines Electriques de lEPFL, ainsi quau Prof. P. Le Moignedu LaboratoiredElectrotechnique et dElectronique de Puissance (L2EP) de lEcole Cen-trale de Lille (France), ainsi quau Dr. P. Steimerde ABB Industry (Suisse),pour lhonneur quils mont fait en acceptant de faire partie du jury de cettethse.

A S. Mariethoz et M. Veentra, mes sincres remerciements pour leur en-cadrement et leur initiation aux techniques multiniveaux durant mon sjourau LEI.

Toute ma gratitude et mon entire reconnaissance au soutien logistique deFabienne Vionnet ainsi qu ses multiples encouragements qui ont contribuchaque jour la ralisation de ces travaux.

Mes remerciements feu Gilbert Renggli qui facilita mon intgration auLEI, ainsi qu Philippe Barrade pour son initiation la simulation dansSimplorer.

Jadresse mes sincres remerciements lensemble des collaborateurs duLEI pour leur contribution la ralisation de cette thse, mais aussi pourlambiance chaleureuse quils font rgner au labo. Particulirement SergePittet, Felix Grasser et Roberto Zoia pour leur aide.

Quelques mots seront certainement insuffisants pour remercier Jean Mau-rice Nyob-Yom, pour mavoir initi la recherche, pour son soutien, sesencouragements et la confiance quil a continment exprim mon garddepuis dix ans. Lachvement de cette thse au LEI reprsente la ralisation

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de son ide, quelques neuf ans plus tard.Mes plus vifs remerciements Mme Catherine Vinckenboschet Mme An-

nette Jaccarddu service social de lEPFL, pour mavoir permis de surmonter

le choc thermo-culturel ds mon arrive Lausanne. Mon entire reconnais-sance leur aide pour lorganisation et la selection de mes ides, ainsi quepour leur orientation en ce qui concerne les multiples actions de ma vie etde celle de ma famille durant tout mon sjour en Suisse.

A mon pouse Sara Christiane, pour son soutien pendant mes annesdincertitude, ainsi qu mes enfants Yves-Vianeyet Marlne Cidris, qui ontaccept de me partager pendant cette priode avec des livres.

A Albertina ma mre qui, au-dessus de toute considration, est la seule avoir triomph avec le temps. La fidlit de son soutien, et le discerne-

ment long terme de ses conseils depuis tant dannes resteront pour moi laprincipale source de motivation.

Mes remerciements Gustave Nguene-Nguene, Flix et Irne Brah, ainsiqu la famille Bikoun pour leur soutien et leurs encouragements durant lardaction de cette thse.

Merci Catherine et Simon Gabaglio, pour leur soutien logistique.Ma profonde gratitude Me. Jean-Pierre Ngu-Ndjicki de lUniversit

de Neuchtel, pour la relecture et la correction des multiples fautes de cettethse.

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Rsum

Ces dernires annes, des convertisseurs statiques sont de plus en plus ex-

ploits dans des applications diverses. On les retrouve dans des applicationsdomestiques, le transport ferroviaire, urbain ou maritime, et mme dans plu-sieurs industries. Certaines dentre elles exigent une alimentation lectrique haute ou moyenne tension, facilement rglable et ayant de bonnes perfor-mances spectrales.

Pour contourner la limitation en tension de blocage des principaux in-terrupteurs de puissance, de nouvelles techniques dites multiniveaux ainsique de nouvelles topologies de convertisseurs ont t dveloppes. Celles-cisont une association srie-parallle des semi-conducteurs existants. Elles per-mettent de gnrer plusieurs niveaux de tension la sortie du convertisseur.Le nombre de semi-conducteurs ncessaires la ralisation de ces topologiesaugmente avec le nombre de niveaux dsirs. La complexit de leur structuresen trouve augmente et leur fiabilit rduite.

Cette thse est focalise sur ltude des convertisseurs multiniveaux tri-phass dont la topologie est base sur la mise en srie de plusieurs onduleursmonophass (cellules partielles) sur la mme phase. Elle montre quen ali-mentant les cellules partielles par des tensions continues de valeurs diffrentes

(alimentation asymtrique), il est possible daugmenter le nombre de niveaux la sortie du convertisseur, sans complexit supplmentaire sa structure.Elle exploite la possibilit dinterpolation de la rsolution du phaseur spa-

tial de la tension la sortie du convertisseur (tension triphase ramene dansle rfrentiel ), en recherchant la non-redondance des tats denclenche-ment des semi-conducteurs de puissance. Le convertisseur gnre ainsi unetension trs forte rsolution, voire rsolution maximale.

Cette approche de solution est gnralise un nombre quelconque de

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cellules. Chaque cellule partielle est alimente par un redresseur triphas diodes, lui-mme connect un des multiples secondaires dun transforma-teur basse frquence.

A partir des expressions analytiques tablies pour des rgimes de conduc-tion continue et intermittente, il est montr quun convertisseur symtriqueproduit un courant au rseau ayant moins dharmoniques quun convertis-seur asymtrique. Ce dernier nest pas plus intressant ct rseau quunconvertisseur triphas classique, mais ses harmoniques de courant restentcompatibles avec le standard IEEE-519-1992.

Il y est montr quon peut combiner les avantages ct charge dun con-vertisseur asymtrique (gnration dune tension forte rsolution, choixdu nombre dtats redondants, rduction du nombre de semi-conducteurs de

puissance pour une mme rsolution, flexibilit dans le choix des solutionsdalimentation) et ceux dun convertisseur symtrique ct rseau (courantayant un faible taux de distorsion harmonique).

Des rsultats de simulation et des tests effectus sur un prototype exp-rimental attestent de la fiabilit de la dmarche adopte.

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Abstract

In the last years, static power converters have become widely used in

various applications. They can be found in domestic applications, railways,urban and ship transport, and even in several industrial systems. Some ofthese applications require a high or medium voltage power supply that iseasily adjustable while providing good spectral performances.

To overcome the maximum blocking voltage limits of the main powerswitches, multilevel techniques and other new power conversion topologieshave been developed. They are series/parallel associations of existing powersemiconductors, and allow generating an output voltage with many levels.The number of power semiconductors needed in these topologies increasesas the number of levels increases. The power converter circuit becomes morecomplex and its reliability decreases.

This thesis focuses on three-phase multilevel converters based on a seriesconnection of single phase inverters (partial cells) in each phase. Its shownthat, feeding partial cells with unequal DC-voltages (asymmetric feeding),increases the number of levels of the generated output voltage without anysupplemental complexity to the existing topology.

Voltage resolution is increased through interpolating the generated out-

put voltage phasor (three phase voltage in - frame). This is achieved byseeking the non redundant switching states of the power switches. The re-sultant converter can generate a very high resolution voltage phasor up tothe possible maximum resolution.

This approach is generalized for any number of partial cells. Each par-tial cell is fed through a three-phase diode rectifier, fed itself through thewindings of a multi-secondary low frequency power transformer.

From analytical expressions in continuous and discontinuous current con-

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duction modes, it is shown that, from a supply network point of view, a sym-metrical multilevel converter has a smaller total harmonic distortion than anasymmetrical multilevel converter with the same number of partial cells per

phase. An asymmetrical multilevel converter is not more interesting than aclassical three-phase converter, but its total harmonic distortion is compa-tible to the recommended IEEE std 519-1992.

It is also shown that the advantages of an asymmetric multilevel conver-ter from a load point of view (generation of a high resolution voltage phasor,possibility to choose the number of redundant switching states, reduction ofthe number of power semiconductors for the same voltage resolution, flexibi-lity for the DC-voltage feeding choice) and the advantages of a symmetricalmultilevel converter from a supply network point of view (smaller total har-

monic distorsion) can be combined.Simulation results and the experimental test setup showed the reliability

of the suggested approach.

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Table des matires

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Prface iii

Rsum vii

Abstract ix

1 Introduction Gnrale 1

1.1 Gnralits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11.2 Topologie sous investigation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.3 Objectifs et contenu de la thse . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2 Sur la conversion multiniveau dnergie 7

2.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72.2 Description et synthse des principales topologies de la conver-

sion multiniveau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2.1 La Topologie potentiel distribu et ses variantes . . 8Structure de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8Dautres variantes de la topologie potentiel distribu 12

2.2.2 Topologie cellules imbriques . . . . . . . . . . . . . 132.2.3 Mise en srie donduleurs monophass . . . . . . . . . 142.2.4 Topologies hybrides . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.3 Synthse des stratgies de commande des convertisseurs mul-tiniveaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

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TABLE DES MATIRES

2.3.1 Commande par paliers ou par gradins . . . . . . . . . 182.3.2 Commande par modulation de largeur dimpulsions . . 19

Commande dun convertisseur deux niveaux . . . . . . 19

Extension aux convertisseurs multiniveaux . . . . . . . 202.3.3 Commande par modulation vectorielle . . . . . . . . . 23

Commande dun convertisseur triphas deux niveaux . 23Extension aux convertisseurs multiniveaux . . . . . . . 25

2.4 Convention terminologique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 282.4.1 Facteurs de dissymtrie . . . . . . . . . . . . . . . . . 282.4.2 Convertisseur symtrique et asymtrique . . . . . . . . 292.4.3 Convertisseurs pas uniforme et irrgulier . . . . . . . 29

2.5 Quelques possibilits dapplication . . . . . . . . . . . . . . . 302.5.1 Application en traction . . . . . . . . . . . . . . . . . 312.5.2 Application dans lalimentation de rseau . . . . . . . 332.5.3 Application dans le domaine des rseaux lectriques . 332.5.4 Application dans lalimentation de machines lectriques 33

2.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

3 Convertisseurs multiniveaux asymtriques : Analyse gn-rale vue de la charge 37

3.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 373.2 Dtermination des coefficients de dissymtrie . . . . . . . . . 40

3.2.1 Optimisation de la rsolution du phaseur spatial de latension . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.2.2 Tensions partielles bases sur une progression gom-trique de raison deux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.2.3 Expressions gnralises . . . . . . . . . . . . . . . . . 453.2.4 Exemples de rsultats . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3.3 Stratgies de modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 493.3.1 Modulation par gradin . . . . . . . . . . . . . . . . . . 503.3.2 Modulation hybride . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

Principe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54Expressions analytiques des tensions . . . . . . . . . . 60

3.4 change nergtique entre cellules partielles . . . . . . . . . . 633.4.1 Analyse des expressions analytiques . . . . . . . . . . 643.4.2 Gestion de lnergie excessive . . . . . . . . . . . . . . 67

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TABLE DES MATIRES

3.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4 Alimentation par transformateurs multi-secondaires basse

frquence 734.1 Gnralits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 734.1.1 Possibilits dalimentation des convertisseurs multini-

veaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73Alimentation partir dun transformateur basse fr-

quence . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 754.1.2 Considrations gnrales et hypothses simplificatrices 78

4.2 Alimentation par un transformateur de type P12 . . . . . . . 824.2.1 Equations gnrales pour une conduction continue . . 83

Equations des tensions secondaires . . . . . . . . . . . 83Equation de la tension redresse . . . . . . . . . . . . 84Equation du courant redress . . . . . . . . . . . . . . 85Equations des courants alternatifs secondaires . . . . . 86Equations des courants primaires . . . . . . . . . . . . 87

4.2.2 Equations gnrales pour une conduction intermittente 89Equations des courants secondaires . . . . . . . . . . . 89Equation des courants primaires . . . . . . . . . . . . 90

4.2.3 Analyse et comparaison des performances . . . . . . . 90Fonctionnement en conduction continue . . . . . . . . 90Fonctionnement en conduction intermittente . . . . . 92

4.3 Alimentation par transformateur de type P18 . . . . . . . . . 934.3.1 Equations gnrales pour une conduction continue et

une conduction intermittente . . . . . . . . . . . . . . 94Equations des tensions secondaires . . . . . . . . . . . 94Equation des tensions redresses . . . . . . . . . . . . 95

Equation des courants primaires . . . . . . . . . . . . 974.3.2 Outil daide au choix des coefficients de dissymtrie encas de redondance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99Sur le calcul des coefficients de dissymtrie des conver-

tisseurs multiniveaux . . . . . . . . . . . . . 100Sur le choix des solutions en cas de redondance . . . . 101

4.3.3 Performances spectrales dun P18 par rapport cellesdun P12 asymtrique . . . . . . . . . . . . . . . . . . 103

xiii


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TABLE DES MATIRES

4.3.4 Remarques sur la disposition des cellules . . . . . . . . 1054.4 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108

5 Transformateur symtrique pour convertisseur asymtrique1095.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1095.2 Courant dans les bus continus . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112

5.2.1 Principe de calcul . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1125.2.2 Courant de sortie du convertisseur multiniveau et fonc-

tions de commutation pour une modulation hybride . 1145.2.3 Courant dans les bus continus des K-cellules partielles 1165.2.4 Remarque sur les expressions des courants continus

pour une modulation par gradins . . . . . . . . . . . . 1185.3 Modlisation gnralise des tensions et des courants . . . . . 119

5.3.1 Tensions alternatives aux secondaires du transformateur119Tensions redresses : Approche par fonction de com-

mutation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1215.3.2 Expressions analytiques des courants . . . . . . . . . . 122

Expressions analytiques des courants redresss . . . . 122Expressions analytiques des courants alternatifs . . . . 124

5.4 Application au transformateur P18 symtrique . . . . . . . . 124

5.4.1 Tensions et courants des cellules partielles pour unemodulation par gradins . . . . . . . . . . . . . . . . . 124Tensions la sortie des cellules partielles . . . . . . . 124Fonctions de commutation des cellules partielles . . . 125Courant dans la charge et dans les cellules partielles . 125

5.4.2 Tensions aux bornes des secondaires du transformateur 1275.4.3 Tensions redresses . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 128

Courants redresss . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131

Remarques sur le mode de conduction des redresseurset leurs ractions au rseau dalimentation . 1325.4.4 Conditions dgalit des courants . . . . . . . . . . . . 133

6 Simulations et validation exprimentale des rsultats 137

6.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1376.2 Convergence des expressions analytiques . . . . . . . . . . . . 138

6.2.1 Convertisseur deux cellules par phase . . . . . . . . 138

xiv


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TABLE DES MATIRES

Dtail des commutations sur les cellules partielles . . . 138Modulation par gradins . . . . . . . . . . . . . . . . . 140Raction au rseau : conditions idales de fonctionnement141

Conditions relles de fonctionnement . . . . . . . . . 1456.2.2 Convertisseur trois cellules par phase . . . . . . . . . 146

Optimisation des commutations sur les cellules partielles146Expressions analytiques de la modulation hybride . . . 147

6.2.3 Transformateur P18 symtrique pour convertisseur asy-mtrique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 154

6.3 Prototype exprimental . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1576.3.1 Description . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157

Partie Puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157Partie commande . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1586.3.2 Mesures sur le prototype exprimental . . . . . . . . . 160

7 Conclusion Gnrale 167

7.1 Contributions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1687.1.1 Gnralisation des convertisseurs multiniveaux asym-

triques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1687.1.2 Performances spectrales au rseau dalimentation . . . 169

7.1.3 Combinaison des avantages ct charge et ct rseau 1707.2 Perspectives . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 171

7.2.1 Analyse de la tension de mode commun . . . . . . . . 1717.2.2 Fiabilit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172

A Relations mathmatiques pour un redresseur P6 175

A.1 Module de base . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 175A.2 Conduction continue . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 176

A.2.1 Courant redress . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 176A.2.2 Courant alternatif . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 182A.3 Conduction discontinue . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 186

A.3.1 Courant redress . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 186A.3.2 Courant alternatif . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 190

B Fonctions de commutation des tensions du convertisseur decourant triphas en rgime dsquilibr 193

xv


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TABLE DES MATIRES

C Principales notations 201

Curriculum Vitae 215

xvi


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Chapitre 1

Introduction Gnrale

1.1 Gnralits

Le convertisseur statique joue le rle dinterface entre source dnergielectrique et consommateur. Constitu dinterrupteurs de puissance, ses ca-ractristiques de base ne dpendent de quelque faon que ce soit, ni de ces

sources, ni du type dinterrupteurs utiliss, ni des applications dans lesquellesil est utilis, ni mme de sa topologie. Cest une matrice dinterrupteurs ra-lisant la connection de ses noeuds dentre ses noeuds de sortie, permettantainsi dy contrler le transfert dnergie.

Lorsquil permet de commuter chaque entre ou sortie entre deux niveauxde tension ou de courant, on parle alors de convertisseur deux niveaux. Lescritres de contrle du transfert dnergie en rgle gnrale, dpendent de lanature des sources et des contraintes imposes par lapplication.

De trs nombreuses investigations ont t faites sur un convertisseur

deux niveaux, dont lentre est une source de tension continue et la sortieune machine lectrique courant alternatif (voir par exemple dans [1]-[3]).

Lanalyse du courant et de la tension des machines lectriques alimentespar les convertisseurs deux niveaux a montr plusieurs limitations. No-tamment des brusques changement de la tension (dV/dt), qui occasionnentdes tensions de mode commun aux bornes de la machine, surtout lorsquele convertisseur commute une frquence leve [2]-[3]. Mais aussi lexis-tance des harmoniques prohibitifs pour le systme, occasionnant des pertes

1


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CHAPITRE 1. INTRODUCTION GNRALE

dans la charge et le convertisseur (pertes joules et par courant de Foucaultdans la charge, pertes joules dans le convertisseur). Et ventuellement, si leconvertisseur est connect au rseau, ces harmoniques y entranent des pertes

joules et des pertes fer dans le transformateur, sil existe. Dans le cas desmachines tournantes, elles gnrent un couple oscillant. Au niveau du circuitde commande, elles injectent des bruits et introduisent des non-linarits quirendent plus difficile la stabilisation du systme de rglage.

Cest pour palier ces inconvnients que certains chercheurs ont introduitdes convertisseurs ayant trois niveaux de tension, et qui gnrent un peumoins dharmoniques [4].

Dun autre ct, la naissance des applications ncessitant une alimenta-tion moyenne tension et facilement rglable a pouss la communaut dlec-

troniciens de puissance chercher de nouvelles structures de convertisseurs,qui contournent la limitation en tension de blocage des principaux semi-conducteurs de puissance. Ces nouvelles structures furent une extension desconvertisseurs trois niveaux existants. Cest ainsi quil a t possible dob-tenir plusieurs niveaux de tension la sortie des convertisseurs, rduisantpar la mme occasion le dV/dt lors des commutations.

Un convertisseur niveaux multiples ou convertisseur multiniveau peutcommuter chaque entre ou sortie au moins entre trois niveaux de tensionou de courant.

De manire gnrale plus le nombre de niveaux de la tension gnre parle convertisseur est grand, plus faible sera son taux de distorsion harmonique.Dans toutes les topologies de convertisseurs multiniveaux existant, plus cenombre de niveaux est lev, plus complique dvient la structure du conver-tisseur. Son cot et la complexit de sa commande sen trouvent augments,et sa fiabilit sen trouve rduite.

1.2 Topologie sous investigationA la fig.1.1, nous avons reprsent la topologie qui fait lobjet de cette

thse. Il sagit de la mise en srie de K-onduleurs monophass (onduleurspartiels, ou cellules partielles) sur chaque phase. Ils peuvent tre connectsen triangle ou en toile. Mais la connection en toile est privilgie, puis-quelle permet une alimentation de la charge tension leve. Chaque cellulepartielle de rang j, (j = 1..K) est alimente par une tension continue Udj .

2


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1.2. TOPOLOGIE SOUS INVESTIGATION

Celle-ci sobtient travers un pont triphas de diodes, aliment par les en-roulements dun secondaire dont la tension est dphase de j par rapport celle qui alimente les enroulements du primaire du transformateur basse

frquence.

D1

AUd2

S13 S14

S' 13 S' 14

UdK

S1(2K-1)

S' 1(2K-1)

S1(2K)

S' 1(2K)

Ud1

S11 S12

S' 11 S' 12

BUd2

S23 S24

S' 23 S' 24

UdK

S2(2K-1)

S' 2(2K-1)

S2(2K)

S' 2(2K)

Ud1

S21 S22

S' 21 S' 22

CUd2

S33 S34

S' 33 S' 34

UdK

S3(2K-1)

S' 3(2K-1)

S3(2K)

S' 3(2K)

Ud1

S31 S32

S' 31 S' 32

3

3D

2

3DK

3

3D

2

3DK

3

3D

2

3DK

0o

D1

D1

3

Rseau

d'alimentation

Fig. 1.1 Topologie multiniveau sous investigation

Le transformateur multi-secondaire basse frquence assure lisolation gal-vanique de ces tensions. Il existe donc autant de ponts de diodes quil y adonduleurs monophass, donc autant de secondaires triphass. Les couplagesdes enroulements secondaires dpendent du nombre de ponts de diodes ali-menter.

Pour K-cellules partielles en sries, les enroulements secondaires sontcoupls de faon pouvoir gnrer des tensions dphases les unes des autres.Les dphasages des tensions pour lalimentation de deux cellules conscutives

3


22/235


j et j + 1, doivent respecter la condition suivante :

| (j+1) j | = 3K

, j = 1..(K 1) (1.1)Cette condition permet davoir la possibilit damlioration du spectre du

courant ct rseau. Le dphasage sera donc de /6 et de /9, respectivementpour K = 2 et K = 3 cellules connectes en srie sur chaque phase [5].

1.3 Objectifs et contenu de la thse

Lobjectif de cette thse est dune part, de montrer quil est possibledaugmenter le nombre de niveaux de la tension la sortie du convertisseurde la fig.1.1, sans complexit supplmentaire sa structure. Dautre partpour les solutions proposes, dtablir un modle mathmatique facilementexploitable et permettant de prdire de faon fiable, le comportement de toutle systme sil est connect au rseau dalimentation.

Les prcdents travaux de M. Manjrekar [6] ont montr quil est possibledalimenter de faon asymtrique un convertisseur compos de deux cellulesen srie sur la mme phase. On obtient ainsi la sortie du convertisseur,une tension de sept valeurs diffrentes au lieu de cinq, comme dans le cas

symtrique [7].Les travaux de M. Veenstra ont montr quen connectant deux cellulespar phase, il est possible dobtenir une tension ayant neuf valeurs diffrentes.La particularit de ses travaux rside dans la stabilisation du systme, puis-quune seule des deux cellules est alimente [8].

Ces travaux se sont limits la mise en srie de deux cellules par phase,dont les tensions continues sont dans un rapport de deux et trois respective-ment.

Cette thse gnralise cette approche de solutions. A partir de quelques

relations algbriques, elle formalise le choix des tensions dans les bus conti-nus en fonction du nombre de niveaux dsir. A partir des stratgies de mo-dulation bien connues, elle tablit un modle mathmatique en rgimes deconduction continue et intermittente, permettant ainsi de prdire le courantaux secondaires et au primaire du transformateur.

Au chapitre 2, nous faisons dabord une description sommaire des troisprincipales topologies de convertisseurs multiniveaux, la topologie potentieldistribu, extension plus de trois niveaux de la topologie NPC ou Neutral

4


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1.3. OBJECTIFS ET CONTENU DE LA THSE

Point Clamped, la topologie cellules imbriques et celle base sur la miseen srie donduleurs monophass. Pour chacune dentre elles, la structure debase est rappele, ainsi que son principe de fonctionnement et ses caract-

ristiques principales. Ensuite partir de ses trois principales topologies, desstructures dites hybrides sont galement construites. Puis, nous y prsentonsune brve synthse des stratgies de modulation de ces convertisseurs, ainsique la convention terminologique que nous avons adopte. Enfin quelquesexemples dapplication de telles structures de convertisseurs y sont cits,incluant entre autre les domaines de la traction ferroviaire et urbaine, lali-mentation des rseaux de bord et de propulsion des navires, lalimentationdes machines lectriques de moyenne et/ou forte puissance en moyenne ten-sion, ainsi que les rseaux lectriques.

Au chapitre 3, une analyse gnrale des convertisseurs multiniveaux duct charge est prsente. Celle-ci montre comment il est possible de gnrerun phaseur spatial de la tension trs forte rsolution, voire rsolutionoptimale la sortie dun convertisseur multiniveau. Cette augmentation dela rsolution seffectue sans aucune complexit supplmentaire au circuit depuissance existant. Dans ce cas, le principe adopt est celui de la rductionou de lannulation du nombre dtats redondants denclenchement des in-terrupteurs de puissance. Le cas gnral de K cellules en srie sur la mmephase y est trait. Nous y montrons que le convertisseur est ainsi suscep-

tible de gnrer un nombre de niveaux N, tel que, 2K + 1 N 3K.Les expressions analytiques des tensions la sortie des cellules partiellespour diffrentes stratgies de modulation y sont galement tablies, et uneanalyse de lchange nergtique entre cellules partielles y est prsente. Lesprincipaux rsultats obtenus sont gnraux, et ne tiennent pas compte dutype dapplication dans laquelle le convertisseur est insr.

Au chapitre 4, une tude dtaille du comportement des transformateursmulti-secondaires basse frquence destins lalimentation des convertisseurs

multiniveaux est prsente. Les rsultats obtenus couvrent aussi bien lali-mentation symtrique que celle asymtrique de ces convertisseurs. Nous ytraitons le cas des transformateurs de types P12 et P18. Cette appellationnest quindicative. Elle permet simplement de reconnatre que de tels trans-formateurs pourraient gnrer un courant au rseau dindice de pulsation12, respectivement 18. Une comparaison des performances spectrales entreconvertisseurs symtriques et asymtriques est galement prsentes. Un ou-til daide au choix des coefficients de dissymtrie en cas de solution dalimen-

5


24/235


tation redondante est tabli. Il facilite ainsi le choix de la solution produisantle moins dharmoniques au rseau et respectant les recommandations de lanorme IEEE-519.1992 [9].

Au chapitre 5, nous alimentons un convertisseur symtrique par un trans-formateur asymtrique. Nous y montrons quil est possible de combiner lesavantages ct charge dun convertisseur asymtrique, notamment la gn-ration dune tension forte rsolution, et ceux ct rseau dun convertis-seur asymtrique, notamment la possibilit de gnrer un courant ayant peudharmoniques.

Le dernier chapitre prsente plusieurs rsultats de simulation permettantainsi de ressortir la fiabilit des principales relations analytiques tablies. Unprototype exprimental ralis dans le cadre de cette thse est galement

prsent, ainsi que plusieurs rsultats des tests qui y ont t effectus.

6


25/235

Chapitre 2

Sur la conversion

multiniveau dnergie

2.1 Introduction

Les convertisseurs niveaux multiples peuvent tre implments de dif-frentes manires. La technique la plus simple est la connection parallleou srie de semi-conducteurs de puissance. Dautres techniques plus com-plexes comme lenchevtrement de convertisseurs conventionnels sont gale-ment exploites. Les limites des semi-conduc-teurs de puissance et celles desconvertisseurs conventionnels sen trouvent ainsi repousses.

Dans ce chapitre une brve synthse des principales topologies des conver-tisseurs multiniveaux est dabord faite. Pour chacune des structures, le prin-cipe de fonctionnement y est expliqu, ainsi que quelques avantages et in-convnients.

Ensuite une brve synthse des stratgies de commande de ces convertis-seurs est prsente, ainsi que la convention terminologique adopte.

Enfin quelques exemples dapplications de ces convertisseurs y sont ga-lement cits.

7


26/235

CHAPITRE 2. CONVERSION MULTINIVEAU DNERGIE

2.2 Description et synthse des principales to-pologies de la conversion multiniveau

2.2.1 La Topologie potentiel distribu et ses variantes

Structure de base

La fig.2.1 reprsente la structure dun convertisseur triphas potentieldistribu , dans la quelle les diodes sont utilises pour raliser la connexionavec le point de rfrence O. Pour lobtention dune tension de N-niveaux,N 1 capacits sont ncessaires. Les tensions aux bornes des condensateurssont toutes gales E/(N1), Eest la tension totale du bus continu. Chaquecouple dinterrupteurs (Sxy,Sxy) forme une cellule de commutation, les deuxinterrupteurs sont donc commands de faon complmentaire.

C1

C2

C3

C4

S11

A

O

S12

S13

S14

S'11

S'12

S'13

S' 14

S21

B

S22

S23

S24

S'21

S22

S'23

S' 24

S31

C

S32

S33

S34

S'31

S32

S'33

S' 34

Fig. 2.1 Structure triphase dun convertisseur multiniveau potentieldistribu

Chaque branche du convertisseur est vue comme un commutateur dont les

8


27/235

2.2. SYNTHSE DES TOPOLOGIES

positions permettent de modifier le potentiel du point A. Comme le montrela fig.2.2-a, ce point est connect chaque fois lune des tensions auxbornes des condensateurs, qui, des fois sont mis en srie. Un exemple de

configuration des commutations est montr aux fig.2.2-b et fig.2.2-c. Lesinterrupteurs en traits discontinus sont ouverts.

C4

A

S14

S'11

S'12

S'13

O

A

S14

S13

S12

S'11

C4

C3

C2

O

NPC

a-)

A

C1

C2

C3

b-) c-)O

C4

Fig. 2.2 Topologie potentiel distribu : Principe et exemples de mcanismede commutation a-) Schma de principe ; b-) Gnration deVA0 = Vc4 = E/4b-) Gnration de VA0 = Vc4 + Vc3 + Vc2 = 3E/4

Cette topologie a t initialement propose par A. Nabae dans [4] pour lagnration de trois niveaux de tension (Neutral Point Clamped), et prsente

plusieurs avantages dont quelques un sont numrs ci-dessous :

La forme donde de trois niveaux rsultante a une meilleure qualitspectrale par rapport celle dun onduleur triphas classique, ce quirend les filtres passifs peu volumineux, voire inexistants.

Elle est configurable de faon obtenir un nombre lev de niveaux,permettant de rduire la tension bloque par chaque interrupteur ;celle-ci est donne par E/(N 1).

9


28/235


La topologie potentiel distribu : Tension continue quelconque la sortiedun redresseur prsente galement plusieurs limitations, parmi lesquelles :

Lorsque le nombre de niveaux est suprieur trois, lquilibre des ten-sions aux bornes des condensateurs dvient trs complexe, voire im-possible, car il est intimment li au facteur de puissance de la charge lindice de modulation ;

lingalit des tensions inverses supportes par les diodes ;

lingalit de commutations entre interrupteurs situs lextrieur dela structure par rapport aux autres ;

le dsquilibre des tensions aux bornes des condensateurs lors de leurmise en srie.

En effet, la tension bloque par chaque diode dpend de sa position dansle montage. Pour un convertisseur N-niveaux, on trouve deux diodes dontla tension bloquer est donne par la relation suivante :

VDiode =N 1 k

N 1 E, k = 1..(N 2) (2.1)

Une rsolution de ce problme consiste insrer un nombre lev dediodes en srie. En supposant que la tension inverse des diodes est la mme, lenombre de diodes requises augmente trs rapidement en fonction du nombrede niveaux, ce qui complique limplmentation du circuit et le rend par lamme occasion peu fiable. En fonction de lapplication, on est amen insrer

plus de diodes en srie dans la partie du circuit ncessitant le blockage destensions leves; si bien quil est possible de trouver pour deux niveauxde tension donns, un nombre diffrents de diodes mises en srie, afin derespecter leur tension de blocage. La fig.2.3 montre la structure pyramidalepropose par I. Barbi [10], et qui permet une connection systmatique desdiodes, quelque soit le niveau dsir. En fonction du niveau de tension dsir,les diodes se connectent mutuellement en srie afin que chacune dentre ellesbloque la mme tension, E/(N 1).

10


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C1

C2

C3

C4

S11

A

O

S12

S13

S14

S'11

S'12

S'13

S'14

Fig. 2.3 Structure pyramidale de la topologie potentiel distribu

Les interrupteurs situs aux extrmits extrieures de chaque branche(Sx1 et leurs complments (Sx1 x = 1..3 subissent peu de commutations,tandis que ceux situs au tour du point A ( lintrieur de la branche) ensubissent plus. Si le convertisseur est conu pour tre utilis avec un rapportcyclique moyen identique pour tous les interrupteurs de puissance, on estdonc amen sur-dimensionner ceux situs lintrieur de la branche, afinquils puissent supporter la cadence de commutation [11].

Compte tenu de lingalit de la dure de conduction des interrupteurs,la dure de charge ou de dcharge des condensateurs sen trouve affecte.Londe de tension en subit une modification cause de la non uniformitde sa valeur entre deux niveaux conscutifs, ainsi quune augmentation dudV/dt. Cette topologie ncessite donc un contrle rigoureux de lquilibredes tensions aux bornes des condensateurs (voir dans [11]-[12]). Plusieursstratgies permettant dquilibrer ces tensions ont t proposes dans [12]-[15].

11


30/235


C1

C2

C3

C4

A

O

S1

S2

S3

S4

S5

S6

S7

S8

C1

C2

C3

C4

A

O

S1

S2

S3

S4

S5

S7

S6

S8

a-) b-)

Fig. 2.4 Autres variantes de la topologie potentiel distribu a- connec-tion en cascade de deux convertisseurs de type NPC sur un mme bras ; b-Enchevtrement de convertisseurs avec interrupteurs bidirectionnels

Dautres variantes de la topologie potentiel distribu

Il existe plusieurs variantes de convertisseurs multiniveaux dont la confi-guration est une modification de la topologie NPC de base. Celles-ci per-mettent par exemple de repousser certaines limitations de la structure debase, comme lingalit des tensions inverses supportes par les diodes (voirfig.2.3, [10]).

La fig.2.4 reprsente dautres variantes de la topologie NPC.La fig.2.4-a montre une connection en cascade de deux convertisseurs

de type NPC, et permet lobtention dune tension ayant cinq valeurs dif-

frentes (celle de la structure de base a trois valeurs), mais ne rsout pasle problme de lingalit des tensions de blocage que doivent supporter lesinterrupteurs. Cette variante est mieux adapte des applications de faiblepuissance [16]. La variante propose la fig.2.4-b est dduite de celle propo-se dans [17] ; elle a le mme nombre dinterrupteurs que la topologie NPCde base cinq niveaux, mais laccs au point neutre se fait travers desinterrupteurs bidirectionnels et les interrupteurs ne supportent pas la mmetension. Cette variante est aussi mieux adapte pour des applications de

12


31/235


faible puissance [18].

C1

S11

A

O

S12

S13

S14

S'11

S'12

S'13

S'14

C2

C3

C4

Fig. 2.5 Topologie multiniveau cellules imbriques

2.2.2 Topologie cellules imbriques

Dans un convertisseur deux niveaux de tension, chaque phase est consti-tue dune paire dinterrupteurs de puissance monte en parallle aux bornes

dun condensateur. Ils sont souvent commands de faon complmentaire, sibien que la tension de sortie de la branche est relie soit la borne positive,soit la borne ngative de ce condensateur.

Dans la topologie multiniveau propose par T. Meynard et H. Foch [19],plusieurs cellules condensateur et paire dinterrupteurs sont imbriquesles unes dans les autres comme lillustre la fig.2.5 (Vc2 = 2Vc1, Vc3 =3Vc1, Vc4 = 4Vc1,...,VcN = N Vc1.

Le principe de fonctionnement de cette topologie est quasiment identique

13


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celui de la topologie NPC. Elle prsente plusieurs avantages, notamment :

La tension de blocage des interrupteurs est partout la mme.

le concept peut tre facilement appliqu dautres types de convertis-

seurs (continu-continu, continu-alternatif, alternatif-alternatif), aussibien pour un transfert unidirectionnel de la puissance que birection-nel;

sa modularit permet une extension et une adaptation aises des stra-tgies de commande un nombre lev de niveaux ;

les condensateurs ntant jamais mis en srie entre niveaux diffrents,le problme du dsquilibre de leur tension nexiste plus.

Le principal dsavantage de cette topologie rside dans le nombre requis

de condensateurs, ce qui peut reprsenter un volume prohibitif. En plus, silapplication dans laquelle le convertisseur est utilis exige des tensions ini-tiales non nulles aux bornes des condensateurs, il faut associer la stratgiede commande une stratgie de pr-charge adquate.

2.2.3 Topologie base sur la mise en srie donduleurs

monophass

La fig.2.6 reprsente la structure dun convertisseur multiniveau base surla mise en srie donduleurs monophass (ou pont en H, ou cellule partielle).Les cellules y sont connectes en toile, cependant il est galement pos-

sible de les connecter en triangle. Chaque cellule partielle est alimente parune source de tension continue. Elles ont toutes la mme valeur et doiventtre galvaniquement isoles les unes des autres, afin dviter un court-circuitlors de leur mise en srie.

La fig.2.7 illustre un exemple de possibilit de commutation permettantdobtenir la tension VAO. Sur la fig.2.7-a, la premire cellule gnre une ten-

sion de 1V, et la deuxime une tension de 0V qui pourrait aussi sobtenir enactivant les deux interrupteurs infrieurs (S13 et S

14). La tension rsultante

est la somme des tensions des cellules partielles.Les multiples possibilits permettant de gnrer la mme tension la

sortie de chaque cellule peuvent tre exploites afin doptimiser les perfor-mances du convertisseur (limination des harmoniques, rduction des pertespar commutation ou par conduction) [20]. Cette topologie prsente plusieursavantages, parmi lesquels :

14


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C11

S11

C12

S12

S' 11 S' 12

S13

S'13

S14

S'14

AC

21

S21

C22

S22

S' 21 S' 22

S23

S'23

S24

S'24

BC

31

S31

C32

S32

S' 31 S' 32

S33

S'33

S34

S'34

C

Fig. 2.6 Mise en srie de deux onduleurs monophass par phase

1 V

S1 1

S'12

S13

S14

A

O1 V

1 V

S14

A

O1 V

S'11

S12

S'13

a-) b-)

Fig. 2.7 Mise en srie de deux onduleurs monophass par phase : exemplesde possibilits de commutation a-) VA0 = +1V, b-)VA0 = 2V

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La modularit de sa structure permet facilement son extension unnombre lev de cellules sur chaque phase, sans complexit supplmen-taire;

Lquilibrage naturel des tensions est ralis, si bien que la commandedes interrupteurs en dvient aise;

Les interrupteurs supportent la mme tension de blocage.

Il dvient possible dalimenter une charge en haute ou moyenne tension partir dune ou plusieurs alimentations basse tension (par exempledans le cas dune nergie olienne).

Dans des applications comme lalimentation des vhicules lectriques [21],ou les applications de petite puissance [22], les tensions continues sont dispo-nibles (piles combustibles, batteries, cellules photovoltaques...). Par contredans dautres applications mobiles (comme dans la traction ferroviaire, etdans la propulsion maritime), la ncessit de disposer dautant de sources detensions isoles que de cellules partielles rend cette topologie volumineuse etcoteuse [23].

Dans des applications industrielles comme lalimentation des compres-seurs de forte puissance (plusieurs dizaines de megawatts) pour le pompagedu ptrole et du gaz par exemple, le rseau dalimentation est souvent

tension leve (33 KV, 270 KV ...). La prsence dun transformateur bassefrquence dvient quasiment incontournable, pour adapter la tension du r-seau celle des machines (gnralement 3.3 KV ou 6.6 KV), compte tenu dela limitation en tension de blocage des semi-conducteurs actuels. Le trans-formateur dans ce cas, facilite lobtention des sources de tensions galvanique-ment isoles. Son encombrement, son cot et sa maintenance (notammentle refroidissement) ne posent forcment plus un problme, puisquil sagit ldune application immobile.

Dans les applications triphases, si la stratgie de commande nest pas

convenablement choisie, on pourrait gnrer des tensions de mode communqui pourraient tre prohibitives ventuellement pour la charge, mais aussipour le convertisseur et son alimentation.

2.2.4 Topologies hybrides

Les trois topologies rsumes ci-dessus constituent les structures de basedes convertisseurs multiniveaux. A partir delles, des combinaisons sont pos-

16


35/235


sibles, afin dobtenir des topologies hybrides.Un exemple de structure hybride est montr la fig.2.8-a. Deux onduleurs

monophass sont mis en srie sur la mme phase, lun est un pont en H et

lautre est un onduleur de type NPC monophas [8]. Seule la cellule NPCest alimente, ce qui rduit considrablement le volume de lalimentation dusystme global. Il est galement possible de connecter en srie deux structures cellules imbriques, comme le montre la fig.2.8-b, [24]-[25].

Les topologies hybrides, lorsquelles sont utilises permettent au con-vertisseur, de gnrer un nombre de niveaux plus levs que celles dites ho-mognes. Ainsi, vue de la charge, le convertisseur gnre une tension avecmoins dharmoniques pour un mme nombre de semi-conducteurs. Mais ellesexigent des stratgies de commande un peu plus complexes et peuvent poser

des problmes au niveaux des changes nergtiques entre convertisseurs.

O

A

O

E

E

EE/2

E/2

E/2E/2

a-)b-)

A

E

E

Fig. 2.8 Exemple de topologies hybrides a-) Mise en srie dun NPC et dunpont en H ; b-) Mise en srie de deux convertisseurs cellules imbriques

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36/235


2.3 Synthse des stratgies de commande desconvertisseurs multiniveaux

Les stratgies de commande des convertisseurs multiniveaux sont uneadaptation de celles appliques aux convertisseurs deux niveaux. Dans cettesection, nous prsentons quelques une dentre elles.

2.3.1 Commande par paliers ou par gradins

Dans des applications o lamplitude et la frquence de la tension sontrelativement fixes, on a pas forcment besoin dune tension module. Dansce cas, londe fondamentale est suffisante pour la gnration dune tension

dont la distorsion harmonique est faible.La mthode de commande par paliers consiste quantifier cette grandeur

de rfrence (image dsire du fondamental), en un nombre dtermin depaliers, comme lillustre la fig.2.9, [23], [26]. Cette mthode de commandeoffre deux degrs de libert lutilisateur :

Le convertisseur peut tre pas uniforme, dans ce cas E1= E2... = E.Les p angles de commutations sur une priode (i, i = 1..p/2) peuventdonc tre choisis de faon atteindre certaines performances.

Le pas de la tension et les angles de commutation peuvent tre choisisafin de pouvoir obtenir la minimisation du taux de distorsion harmo-nique, la suppression de certaines harmoniques basse frquence entreautres.

Cette commande est facile implmenter, et se prte le mieux lorsquuneanalyse simplifie de la tension la sortie du convertisseur est ncessaire lacomprhension du systme dans lequel est insr le convertisseur. Les anglesde commutation, pour passer dun niveau lautre, peuvent tre dterminer

lavance.Lorsquelle est applique la commande dun convertisseur multiniveau

avec mise en srie donduleurs monophass, on constate que les diffrentescellules nont pas une mme dure de conduction. Il en rsulte donc un ds-quilibre dans la repartition des pertes par commutation et par conduction.Par une rotation adquate des commutations, ces pertes peuvent tre qui-libres entre les diffrentes cellules, sans modification de londe de tensiongnre la sortie du convertisseur. [23], [21].

18


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2.3. SYNTHSE DES STRATGIES DE COMMANDE

0

0

-E1

0q1

q2

q3

-E2

-E3

E1

E2

E3

E1

E2

0

E3

Fig. 2.9 Forme donde multiniveau (7 niveaux) gnre par une commandepar paliers et tensions aux bornes de trois cellules en srie sur une phase

2.3.2 Commande par modulation de largeur dimpul-

sionsCommande dun convertisseur deux niveaux

Pour commuter entre deux niveaux de tension (U1 et U2 tels que U1 0

(4.12)

Equations des courants primaires

Les quations du courant primaire sobtiennent en posant :

ip =NDNP

iD + iYNYNP

(4.13)

Cette quation peut tre mise sous la forme

iP a = i0P a + iP a (4.14)

87


106/235

CHAPITRE 4. ALIMENTATION PAR TRANSFORMATEURS

Dans cette quation, le terme i0P a correspond la composante alternativeprimaire du courant moyen redress ID. Et le terme iP a la composante

due aux ondulations ventuelles du courant redress id. Leurs expressionssont donnes ci-dessous :

i0P a =ND3NP

+n=1

+ (1)l

2Ioan cos(n n)

(4.15)

iP a =

ND

3NP

+

n=1

+ (1)l

2Ioan cos(n n) (4.16)Avec : n = 6l 1, l = 0, 1, 2, 3, ... n > 0

Lexpression gnrale de lamplitude des harmoniques du courant primaireest donne par (4.17) :

IP an

= + (1)l InIn =

ND3NP

(A0n + A0n)

2+ (B0n + B0n)

2

(4.17)

En observant ces relations, il ressort clairement que lalimentation dunconvertisseur multiniveau avec deux cellules par phase laide dun transfor-mateur P12, peut entraner un courant primaire dont le spectre a la mmefrquence que celui dun convertisseur dindice de pulsation six. Lamplitudedes harmoniques est donc fonction du rapport entre les tensions dalimenta-tion des diffrentes cellules.

Nous montrerons dans la suite de cette section consacre ltude dutransformateur P12, quelques exemples dapplication de ces relations dansltude particulire rserve aux convertisseurs symtriques et asymtriques.Cette diffrence spectrale apparat avec les mmes coefficients dans un rgimede fonctionnement intermittent. Cest ce que nous ressortons dans la sous-section suivante.

88


107/235

4.2. ALIMENTATION PAR UN TRANSFORMATEUR DE TYPE P12

4.2.2 Equations gnrales pour une conduction inter-

mittente

Ltude du transformateur P12 alimentant deux ponts de diodes dindicede pulsation six fonctionnant en conduction intermittente, peut se faire selonle mme principe que celui du fonctionnement en conduction continue. Acet effet, nous nous intressons uniquement aux expressions des courantsalternatifs.

Equations des courants secondaires

Lexpression du courant au secondaire des enroulements coupls en toile(voir relations (A.37) (A.38)) peut tre mise sous la forme (4.18), et ceuxcoupls en triangle sous la forme (4.19), selon le mme principe que celuiutilis dans le paragraphe prcdent. A partir de ces relations, il dvient alorsais de ressortir lexpression gnrale des courants primaires.

iY a =

+

n=1

2Iin cos(n n) (4.18)

iDa =+n=1

(1)l 1

3

2Iin cos(n n)

(4.19)

Avec : n = 6l 1, l = 0, 1, 2, 3, ... n > 0

Iin =

0.5

(Ain + Ain)

2+ (Bin + Bin)

2

n = n( 6

) arctan

BinAin

(4.20)

89


108/235


Equation des courants primaires

Nous avons exploit le mme principe que celui de ltude en conductioncontinue pour obtenir lexpression gnrale des amplitudes du courant auprimaire du transformateur pour une conduction intermittente du courantredress (4.21):

IP ain =

+ (1)l

Iin

Iin =

ND

3NP(Ain + Ain)2 + (Bin + Bin)2(4.21)

Comme lquation (4.17), cette expression montre aussi la diffrence spec-trale entre le courant primaire dun convertisseur symtrique et les conver-tisseurs asymtriques. Dans le cas dun convertisseur symtrique, le facteur vaut un. Dans ce cas, lamplitude des harmoniques du courant primaire restenulle, tant que l est impaire, cest dire pour les harmoniques diffrents de12l 1.

4.2.3 Analyse et comparaison des performances

Dans cette sous-section, nous prsentons une analyse des relations ana-lytiques des courants secondaires et primaires relatives un transformateurP12. Cette analyse est base sur une comparaison des expressions tabliesprcdemment, pour les rgimes de conduction continue et intermittente.En suite, nous prsentons quelques rsultats des simulations effectues avecSIMPLORER.

Fonctionnement en conduction continue

Dans les sous-sections prcdentes, nous avons tabli les relations gn-rales du courant primaire pour un fonctionnement en conduction continue. Lavaleur de chaque harmonique du courant est ramene aux formes ci-dessous :

90


109/235

4.2. ALIMENTATION PAR UN TRANSFORMATEUR DE TYPE P12

Transformateur P12 symtrique (5 Niveaux) :

IP an5niv = 1 + (1)lIn, 1 = 1, n = 6l1, l = 0, 1, 2, ... n > 0(4.22)

Transformateur P12 asymtrique (7 Niveaux) :

IP an7niv =

2 + (1)l

In, 2 = 2, n = 6l1, l = 0, 1, 2, ... n > 0(4.23)

Transformateur P12 asymtrique (9 Niveaux) :

IP an9niv =

3 + (1)l

In, 3 = 3, n = 6l1, l = 0, 1, 2, ... n > 0(4.24)

Comme il a t montr dans les sous-sections prcdentes, la valeur deIn dfinie par lquation (4.17), ne change quen fonction des paramtresdu circuit. Pour un circuit donn, cette valeur reste la mme. La comparai-son de la valeur des harmoniques du courant se fait relativement celle dufondamental, obtenu en posant l = 0, n = 1.

Finalement, les valeurs relatives des harmoniques sobtiennent simple-ment en posant :

ipn =+ (1)l

+ 1 In

I1(4.25)

Il ressort des quations (4.22) (4.22) que :

Si l est pair, n = 12l 1

ipn5niv = ipn7niv = ipn9niv =InI1

(4.26)

Cette quation montre quen ralit, les harmoniques de rang n = 12l 1ont la mme valeur relative par rapport au fondamental. Ce qui montrequ ces rangs, les convertisseurs multiniveaux symtriques cinq niveaux etasymtriques sept et neuf niveaux ne sont pas diffrents vue du rseau quiles alimente.

91


110/235


Si l est impair n = 6l 1 et n = 12l 1

ipn5niv = 0, IP an7niv = 13 In

I1, et I P an9niv = 12

InI1

(4.27)

A ces rangs le transformateur P12 asymtrique neuf niveaux aura des har-moniques dont les valeurs seront toujours les plus leves. Pour les mmesrangs dharmoniques, il ressort clairement la diffrence analytique entre lesconvertisseurs symtriques et asymtriques dune part, et entre les conver-tisseurs asymtriques dautre part.

Fonctionnement en conduction intermittente

Lorsque les paramtres de la charge ct continu sont choisis de faon quele redresseur fonctionne en conduction continu, le courant alternatif peut semettre sous la forme (4.21), rappele ci dessous par lexpression (4.28) :

IP ain =

+ (1)l

Iin

Iin =ND3NP

(Ain + Ain)

2+ (Bin + Bin)

2

(4.28)

Comme dans le cas dune conduction continue, la valeur relative des har-moniques par rapport au fondamental du courant primaire est donne parla relation (4.29) :

ipin =+ (1)l

+ 1 Iin

Ii1(4.29)

Il ressort de cette quation et de lanalyse effectue dans le cas de laconduction continue que, la diffrence spectrale reste la mme quelque soitle type de conduction (continue ou intermittente).

92


111/235

4.3. ALIMENTATION PAR TRANSFORMATEUR DE TYPE P18

4.3 Alimentation par transformateur de typeP18

Dans la section prcdente, nous avons tabli les quations du courantprimaire dun transformateur P12. Nous adoptons le mme principe pourltude dun transformateur P18.

La fig.4.3-b montre le primaire dun transformateur P18, ainsi que trois deses secondaires triphass destins lalimentation dun convertisseur multini-veau trois onduleurs monophass par phase. Sur cette figure, le secondaireA produit un groupe de tensions triphases, dphas de /9 par rapport au

groupe de tension du primaire, et le secondaire B, un groupe de tension enphase, alors que le groupe de tension du secondaire C est dphas de /9.

Toutefois, il est possible dtablir les diffrents rapports entre enroule-ments secondaires, puis entre enroulements primaires et secondaires. Cettepossibilit nous offre lavantage de ntudier quun seul secondaire, et de d-duire ensuite les autres rsultats en fonction du rapport du nombre de spiresdes autres secondaires et du primaire.

Il a t montr que ce type de convertisseur permet lobtention dunetension trs forte rsolution, si les tensions aux secondaires du transfor-mateur dalimentation sont choisies de faon judicieuse [51], [52] et [60]. Cestravaux ont par ailleurs ressortit le fait que, pour une rsolution identiquede la tension la sortie du convertisseur multiniveau asymtrique, il peutexister plus dune combinaison possible des tensions intermdiaires.

Dans cette section, une comparaison analytique des performances de cha-cune des combinaisons des tensions intermdiaires (tension la sortie dechaque pont triphas de diodes) est faite. Des outils daide au choix de la

solution produisant le minimum dharmoniques y sont souligns. Cette tudeenglobe les deux cas dune conduction en continue et intermittente.

93


112/235


4.3.1 Equations gnrales pour une conduction conti-

nue et une conduction intermittente

Equations des tensions secondaires

Sur la fig.4.3-b , les tensions entre phases sont donnes par les rela-tions (4.30)- (4.32) :

Secondaire A

urA = AUmax sin

9

usA = AUmax sin 23 9utA = AUmax sin

4

3

9

(4.30)

Secondaire B

urB = BUmax sin()

usB = BUmax sin 23 utB = BUmax sin

4

3

(4.31)

Secondaire C

urC = CUmax sin

+

9

usC = CUmax sin 23 + 9utC = CUmax sin

4

3+

9

(4.32)

Dans ces quations, les grandeurs A, B et C caractrisent le degr dasy-mtrie de chaque secondaire triphas. Ces coefficients doivent tre des entiersnon nuls. Dans cette notation, aucune prcision nest faite quant la positiondes onduleurs monophass aliments par les diffrents ponts de diodes.

94


113/235


Equation des tensions redresses

En posant Umax = 3Emax nous dduisons de la relation (4.3), les diff-rentes quations de la tension redresse pour chaque secondaire :

Secondaire A :

eAdA

= Ed ++

h=6,12,18,...

Edh cos

h h h 9

eAdA

= Ed +

+

h=6,12,18,...

Edh cosh h p 2

3 ,

h = 6p, p = 1, 2, 3, ...

(4.33)

Secondaire B :

eBdB

= Ed ++

h=6,12,18,...

Edh cos(h h) (4.34)

Secondaire C :

eCd

C= Ed +

+

h=6,12,18,...

Edh cosh h + h

9eCdC

= Ed ++

h=6,12,18,...

Edh cos

h h +p 2

3

, h = 6p

(4.35)

Au cas o les sorties des trois ponts de diodes sont connectes en srie,lexpression gnrale de la tension redresse deviendrait alors :

95


114/235


ed = eAd + eBd + eCd

ed = (A + B + C) Ed+

+h=6,12,18,...

cos

p

2

3

(A + C) + B

Edh cos(h h)

++

h=6,12,18,... sinp2

3 (A C)Edh sin(h h)

(4.36)

Cette quation peut tre mise sous la forme (4.37). Cette forme spare lesharmoniques en fonction de leur rang. La premire somme dans le membrede droite concerne uniquement les harmoniques de rang multiple de 18. Etla seconde somme concerne les harmoniques de rang non multiple de 18.

ed = (A + B + C)Ed ++

h=18,36,54,... Edh cos(h h)

+K0

+h=18,36,54,...

Edh cos(h h p)

(4.37)

Avec :

arccos (p) =B 0.5 (A + C)

K0

arcsin (p) = (1)p+1

3

2

A CK0

K20 =

B 1

2(A + C)

2+

3

4(A C)2

(4.38)

Puisque les coefficients A, B, C sont des entiers non nuls, alors lqua-tion (4.37) montre clairement que, quelque soit la valeur de ces coefficients,

96


115/235


les harmoniques de rang multiple de 18 seront toujours prsentes dans lana-lyse spectrale de la tension. Par contre, la prsence des harmoniques de rang

non multiple de 18 ne dpend que du coefficient K0 donn par (4.38).

N21

N23

N22

N23

N21N22

Np

A

B

C

Prim.

Fig. 4.9 Circuit magntique et couplage de trois des neuf secondaires tri-phass du transformateur triphas P18

Equation des courants primaires

Avant dtablir lquation des courants au primaire, il est dabord n-cessaire de donner les relations entre les diffrents nombres de spires desenroulements de la fig.4.9. Le secondaire coupl en triangle comprend surchaque colonne, deux enroulements de N23 spires connects en srie. Et lessecondaires produisant un dcalage de /9 comprennent sur la mme co-lonne, deux enroulements de N21 et N22 spires. Les rapports entre nombrede spires sont donns par lexpression (4.39) :

97


116/235


N21 = N234

3sin9 , N22 = 4N23 sin

18 (4.39)Nous tenons compte des relations tablies lors de ltude de la structure

de base, ainsi que celles de la tension continue. On peut directement en d-duire lexpression du courant primaire du transformateur P18 en conductioncontinue. Le terme i0P a reprsente lensemble des composantes harmoniquesdu courant primaire, dues la composante continue du courant redress. Etle terme iP a correspond lensemble des composantes harmoniques issues

des ondulations du courant redress. Le terme N0 correspond au nombre despire dun secondaire fictif coupl en triangle et qui permettrait dobtenir latension de rfrence.

iP a = i0P a + iP a (4.40)

Avec :

i0P a = (A + B + C)N03NP

+

n=18l1Ian cos(n n p)

+K0N03NP

+n=1, n=18l1

Ian cos(n n p)(4.41)

i0P a = (A + B + C)N03NP

+

n=18l1Ian cos(n n p)

+K0N03NP

+n=1, n=18l1

Ian cos(n n p)

(4.42)

98


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O n = 6l 1, l = 0, 1, 2, 3, ... n > 0,

arccos (p) =B 0.5 (A + B )

K0, et

arcsin (p) = (1)p

3

2.

A CK0

K20 =

B 1

2(A + C)

2+

3

4(A C)2

(4.43)

Dans ces relations, les termes I0an et I0an sont donns par les rela-tions (A.17) (A.21). Lexpression des courants en conduction intermittentesobtient de la mme faon, mais simplement en remplaant les termes I0an etI0an respectivement par Iain et Iain. Ces termes sont issus des quations(A.37) (A.38).

4.3.2 Outil daide au choix des coefficients de dissym-

trie en cas de redondance

Dans ce paragraphe, nous rappelons dabord la formulation des quationsgnrales du calcul des coefficients de dissymtrie lis aux convertisseurs mul-tiniveaux. Ensuite, nous les appliquons de faon particulire au convertisseurmultiniveau compos de trois cellules par phase. Puis nous tenons comptede faon recursive des quations des courants alternatifs tablies dans cettesection. Et enfin parmi les solutions redondantes spcifiques ce type deconvertisseur, nous ressortons les solutions susceptibles de fournir le moinsdharmoniques.

Nous illustrons ces propos au Chapitre 6 par les rsultats des multiplessimulations effectues dans SIMPLORER, et dont les rsultats ont t ex-ports dans MATLAB avant dtre imprims et analyss.

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Sur le calcul des coefficients de dissymtrie des convertisseurs mul-tiniveaux

A la fig.4.4, nous avons reprsent une seule phase dun convertisseurmultiniveau triphas. La tension redresse la sortie de la cellule de rang jest note Udj . Il a t montr dans [51]-[52] et [60] que, trois conditions sontsuffisantes pour dfinir thoriquement un convertisseur multiniveau asym-trique pas uniforme.

1- ) Les tensions Udj doivent tre dfinies telles que :

ud1

ud2

...

udK

, udj

=Udj

Ud1(4.44)

2-) Les tensions udj doivent tre calcules en respectant la condition sui-vante :

udj 2

j1l=1

udl

+ 1, j = 1, 2, ... K (4.45)

3-) Le nombre de niveaux correspondant doit tre calcul de la faonsuivante :

N = 2

Kj=1

udj

+ 1 (4.46)Sur la fig.4.4 il ny a aucune pr-disposition liant le dphasage des sys-

tmes triphass secondaires leur position relative dans la connexion duconvertisseur multiniveau. Puisquil sagit dune connexion en srie des dif-frentes cellules partielles, leur position a peu dimportance dans ltude descourants ou des tensions redresses.

En notant ud1 la plus petite des tensions redresses, la tension alterna-tive du secondaire qui alimente le pont de diodes correspond la plus petiteamplitude. En normalisant les autres tensions redresses par rapport ud1,celles-ci deviennent alors imprativement des entiers (udj ). La condi-tion (4.45) peut avoir plusieurs solutions qui satisfont lgalit (4.46). Dansce cas, les solutions correspondantes sont alors considres comme redon-dantes. Parmi elles, il est ncessaire de choisir celle dont les harmoniques ontla plus petite amplitude.

100


119/235


Sur le choix des solutions en cas de redondance

Les relations (4.41) (4.43) montrent dune faon formelle, quaucunepossibilit dalimentation des cellules partielles ne peut produire du ctrseau, moins dharmoniques que la solution symtrique. Par ailleurs les so-lutions asymtriques produisant les harmoniques ayant les mmes caract-ristiques quun onduleur triphas classique ( deux niveaux) ont un doubleavantage :

1-) Celui dtre un convertisseur multiniveau, (possibilit de monter entension, possibilit de fournir une tension la charge dont la rsolution est

suprieure celle dun onduleur classique).2-) Celui de fournir la charge une tension dont la rsolution est forc-

ment suprieure celle dun onduleur multiniveau symtrique ([21], [38]).

Les quations (4.41) et (4.42) montrent que quelque soit le rang des har-moniques, les termes de la forme suivante subsisteront : n = 18l 1, n >0, l = 0, 1, 2, ....

Lamlioration des performances des convertisseurs multiniveaux asym-

triques trois cellules par phase ne peut se faire quen terme dannulationou de rduction des harmoniques de rang n = 18l 1. Finalement, il ressortde ces remarques que la rduction de lamplitude des harmoniques de rangn = 18l 1 revient choisir les coefficients A, B, et C tels que le termeK0 donn par lexpression (4.43) soit le plus petit possible, lidal tant quilsoit nul.

Les tableaux tab.4.1 montrent toutes les possibilits dalimentation descellules partielles. Ces possibilits sobtiennent en appliquant directement lesrelations (4.44) (4.46). A partir de ces tableaux, il est possible de classerles diffrentes possibilits dalimentation redondantes, ainsi que la valeur ducoefficient K0. Le tableau tab.4.2 rsume cette possibilit.

En faisant une permutation des coefficients A, B et C, nous pouvonsremarquer que la grandeur K0 reste la mme. Donc lordre dans le quel ondispose les tensions na aucune importance. Pour ces solutions redondantes,il ressort des tableaux tab.4.2 que, plus le rapport entre deux tensions cons-cutives est grand, plus le terme K0 est grand. En fait, ceci revient choisirles tensions les plus proches les unes des autres.

101


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a-)

ud1 ud2 ud3 N K201 1 1 7 0

1 1 2 9 11 1 3 11 41 1 4 13 91 1 5 15 16

b)

ud1 ud2 ud3 N K201 2 2 11 1

1 2 3 13 31 2 4 15 71 2 5 17 131 2 6 19 21

c-)

ud1 ud2 ud3 N K201 3 3 15 4

1 3 4 17 71 3 5 19 121 3 6 21 191 3 7 23 281 3 8 25 391 3 9 27 52

Tab. 4.1 Ensemble des possibilits dalimentation des trois cellules par-tielles dun convertisseur multiniveau asymtrique

a-)

ud1 ud2 ud3 N K201 2 2 11 11 1 3 11 41 2 3 13 31 1 4 13 9

b-)

ud1 ud2 ud3 N K201 3 3 15 41 2 4 15 71 1 5 15 161 3 4 17 71 2 5 17 13

c-)ud1 ud2 ud3 N K20

1 3 5 19 71 2 6 19 16

Tab. 4.2 Ensemble des possibilits redondantes dalimentation des troiscellules par phase

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4.3.3 Performances spectrales dun P18 par rapport

celles dun P12 asymtrique

Lquation (4.47) rappelle les relations donnant la valeur relative de lam-plitude des harmoniques par rapport celle du fondamentale pour un trans-formateur P12. Dans toutes les expressions suivantes, l = 0, 1, 2, 3, ... n > 0

iP12an() =

+ (1)l

+ 1

InI1

, n = 6l 1 (4.47)

Cette quation montre que pour les harmoniques de rang n = 12l

1 (l

pair), on a :iP12an() =

InI1

, n = 12l 1

Nous montrons dans la suite de cette section que les mmes valeurs rela-tives peuvent tre obtenues dans le cas dun transformateur P18, mme si lerang des harmoniques est diffrent. Pour les autres harmoniques, on a :

iP12an() =

(

1)

+ 1

In

I1 , n = 6l 1 et n = 12l 1 (4.48)Les deux possibilits de dfinition dune alimentation asymtrique avec

deux cellules par phase sobtiennent en posant = 2 et = 3. On a donc lesrelations suivantes :

iP12an(2) =1

3

InI1

N=7 niveaux

iP12an(3) =12

InI1

N=9 niveaux(4.49)

Nous pouvons galement ressortir des relations similaires pour un trans-formateur P18. Pour les harmoniques de rang n = 18l 1, la valeur relativedes harmoniques vaut :

iP18an(A, B, C) =InI1

, n = 18l 1

103


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Pour les autres harmoniques, on a n = 6l 1 et n = 18l 1 :

iP18an(A, B , C) =K0

A + B + C

InI1 (4.50)

Pour une alimentation permettant dobtenir le mme nombre de niveaux la sortie du convertisseur, on a n = 6l 1 et n = 18l 1 :

iP18an(1, 1, 1) = 0, N = 7 niveaux (4.51)

iP18an(1, 1, 2) =1

4

InI1

, N = 9 niveaux (4.52)

En regroupant ces quations en fonction du nombre de niveaux quonobtiendrait la sortie du convertisseur, on a les relations suivantes :

N = 7 NiveauxiP12an(2) =

1

3

InI1

, n = 6l 1 et n = 12l 1

iP18an(1, 1, 1) = 0, n = 6l 1 et n = 18l 1(4.53)

N = 9 Niveaux

iP12an(3) =1

2

InI1

, n = 6l 1 et n = 12l 1

iP18an(1, 1, 2) =1

4

InI1

, n = 6l

1 et n

= 18l

1

(4.54)

Les relations (4.53)-(4.54) montrent que, thoriquement lalimention sy-mtrique de trois cellules par phase comporte moins dharmoniques que lali-mentation asymtrique de deux cellules par phase pour la mme rsolutionde la tension la sortie du convertisseur. Et lalimentation asymtrique detrois cellules par phase contient des harmoniques dont les valeurs relativessont plus rduites que celles dune alimentation asymtrique de deux cellulespar phase.

104


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4.3.4 Remarques sur la disposition des cellules

La disposition des cellules partielles lorsquon utilise un transformateurde type P18 peut modifier les performances dun tel systme.

A la fig.4.10, nous avons reprsent un convertisseur multiniveau ayanttrois cellules par phase. Les cellules de mme rang sont alimentes par lessecondaires du transformateur dont les systmes triphass de tensions ontle mme dphasage par rapport au primaire ; les cellules A2, B2 et C2 sonttoutes alimentes par les systmes triphass de tensions en phase avec celuidu primaire. Les trois cellules connectes en srie sur la mme phase sont

donc alimentes par les systmes de tensions dphass entre-eux de 20o

. Cestcette disposition qui a fait lobject des analyses de prsentes dans la section4-3.

La fig.4.11 montre une autre disposition des cellules partielles de mmerang. Les cellules de la phase A sont toutes alimentes par les tensions ayantle mme dphasage. Dans ce cas, dune part le convertisseur aura sur chaquephase, le mme courant quelque soit lindice de modulation. Dautre part lestrois phases verront toujours leurs courants dcals de 20o. Le transformateur

qui alimente le convertisseur asymtrique se comportera toujours comme silalimente un systme symtrique. Le convertisseur asymtrique produira doncau rseau un courant dindice de pulsation 18. Cette faon de connecter letransformateur donne dexcellente performance au convertisseur asymtriquealiment par un transformateur de type P18.

Cette remarque ne sapplique que si le nombre de cellules monophasesconnectes en srie sur la mme phase est gal au nombre de phase. Gn-ralement, dans des applications industrielles vitesse continment variable,la machine alimenter est de trs forte puissance (pouvant aller jusqu 100MW), et exige au plus une moyenne tension (tension efficace entre phases3.3 KV ou 6.6 KV).

Lutilisation de cette topologie de convertisseur, sera avantageuse si lescellules partielles sont alimentes avec une basse tension. Ce qui exige uneconnection en srie de plus de trois cellules sur la mme phase. Pour cestypes de machines de trs forte puissance, le nombre de phases reste unmultiple de trois (6, 9, 12, voire 15 phases). La machine ainsi construite secomporte comme une connection en toile de plusieurs systmes triphass.

105


124/235


Le convertisseur statique pour ce type dapplication sera vu comme plusieursconvertisseurs triphass, mais ayant plus de trois cellules en srie sur la mme

phase.

Cellule A33

Cellule B33

Cellule A23

Cellule A13

Cellule B23

Cellule C33

Cellule B13

Cellule C23

Cellule C13

-20o

0o

+20o

Phase A Phase B Phase C

Fig. 4.10 Transformateur de type P18 alimentant un convertisseur asy-mtrique : Les cellules en srie sur la mme phase sont alimentes par dessystmes triphass de tensions dcals de 20o.

106


125/235


Cellule A33

Cellule B33

Cellule A23

Cellule A13

Cellule B23

Cellule C33

Cellule B13

Cellule C23

Cellule C13

Phase A -20o

Phase B 0o

Phase C +20o

Fig. 4.11 Transformateur de type P18 alimentant un convertisseur asym-trique : Les cellules de mme rang j sur les trois phases sont alimentes pardes systmes triphass de tensions en phase, mais dcals de 20o par rapportaux systmes triphass alimentant le groupe de cellules de rang j +1, j = 1, 2

Les performances du convertisseur multiniveau asymtrique trois cel-lules par phase aliment par un transformateur multi-secon-daires basse fr-quence de type P18 dont lanalyse rsulte de la connection reprsente la fig.4.11 ne peuvent servir de base pour une comprhension et une gn-

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ralisation du comportement spectral des convertisseurs dont le nombre decellules est suprieur trois.

Par contre, les analyses effectues sur la connection reprsente lafig.4.10 nexige pas forcment que lon dispose de trois cellules en srie surla mme phase. Les rsultats obtenus peuvent ainsi service de base pourune conclusion fiable du comportement spectral des convertisseurs multini-veaux asymtriques aliments par un transformateur multi-secondaires bassefrquence.

4.4 ConclusionCe chapitre est une tude dtaille du comportement des transformateurs

triphass multi-secondaires base frquence par rapport au rseau dalimen-tation. Ces transformateurs sont destins lalimentation des convertisseursmultiniveaux symtriques et asymtriques. Cette tude a t dduite de cellede la structure de base compose dun pont triphas de diodes. Les quationstablies tiennent comptent de limpdance des enroulements du transforma-teur.

Nous avons tabli des relations analytiques pour les modes de conduc-tion continue et intermittente. Nous y avons montr que si lalimentationdu convertisseur multiniveau est symtrique, alors celui-ci contient moinsdharmoniques quun convertisseur asymtrique. Lalimentation asymtriqueproduit au rseau, un courant dont les caractristiques harmoniques sontsemblables celles dun onduleur triphas classique ( deux niveaux).

Les harmoniques produites par une alimentation asymtrique sont com-patibles avec les recommandation IEEE-519 [9]. Une mthode de choix dessolutions dalimentation en cas de redondance de possibilit a t propose.

108


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Chapitre 5

Transformateur symtriquepour convertisseur

asymtrique

5.1 Introduction

Vu de la charge, un convertisseur multiniveau triphas prsente lnormeavantage de pouvoir gnrer une tension dont la rsolution est suprieure celle dun onduleur triphas classique (deux niveaux). Lorsquil est alimentde faon asymtrique, la rsolution obtenue est suprieure celle dune ali-

mentation symtrique.Vu du rseau, un convertisseur multiniveau symtrique gnre un cou-

rant dont les caractristiques harmoniques sont plus intressantes que cellesdun onduleur triphas classique. Par contre, un convertisseur asymtriquea des performances spectrales comparables celles dun onduleur triphasclassique.

Cest pour pouvoir exploiter les avantages ct charge dun convertisseurasymtrique et les avantages ct rseau dun convertisseur symtrique que

109


128/235

CHAPITRE 5. TANSFORMATEUR SYMTRIQUE

nous avons propos lalimentation de la fig.5.1, [58].

ud1

idc1

iL1

ic1

ud2

idc2

ic2

ud2

iL2

RA~ LAeA~~

1

3

2

iA

RB~ LBeB

~~1

3

2

iB

RC

~LCeC

~~1

3

2

iC

Fig. 5.1 Schma de base avec trois cellules monophases sur une phase etcharges fictives quivalentes

110


129/235

5.1. INTRODUCTION

Le transformateur dalimentation est de type P18 symtrique, les sys-tmes triphass de tension aux secondaires sont dcals de 20o les uns des

autres. Les trois secondaires alimentent chacun un redresseur triphas. Undes redresseurs alimente directement une cellule partielle, et les deux autressont mis en srie afin dalimenter la deuxime cellule, avec une tension doublede la premire.

Nous avons trait un cas gnral, avec des redresseurs commands thy-ristors. Nous dduisons des relations analytiques tablies, les expressionsdune alimentation avec des redresseurs non commands. Nous avons ga-lement suppos que le transformateur pourrait dlivrer aux bornes de sessecondaires, des systmes triphass non quilibrs de tensions. A partir dufacteur de dsquilibre, il est possible de dduire les expressions dun systmequilibr.

Les cellules ont t reprsentes par une charge fictive quivalente, et lessecondaires du transformateur par leur modle simplifi R-L srie.

Le systme ainsi constitu procure un courant de ligne (courant au pri-maire du transformateur) ayant le mme spectre quun systme composde trois cellules partielles alimentes par des tensions symtriques ; notam-

ment linexistence des harmoniques de courant de rang n diffrents de n =18l 1 (l = 0,1,2,...). Ce qui reprsente un avantage et une qualit spectralemeilleure quune alimentation asymtrique issue dun transformateur deuxsecondaires triphass par phase, dont le courant primaire a la mme formespectrale quun onduleur classique caractris par la prsence des harmo-niques de rang n = 6l 1.

En plus, vu de la charge, la rsolution de la tension du convertisseurreste la mme (une tension ayant 7 niveaux diffrents), ce qui est meilleurque la rsolution de deux cellules partielles alimentes de faon symtrique(5 niveaux).

Pour aboutir cette conclusion, lhypothse principale consiste suppo-ser que la stratgie de modulation employe permet lobtention dun courantcontinu identique chaque tage intermdiaire des deux cellules partielles.

Afin dtudier la nouvelle stratgie de modulation vrifiant cette hypo-thse, il est ncessaire davoir une forme mathmatique claire et interpretabledu courant sur le bus continu de chaque cellule partielle.

111


130/235

CHAPITRE 5. TANSFORMATEUR SYMTRIQUE

1 k

+

-

Vdc

Fig. 5.2 Onduleur gnral avec q-branches

5.2 Courant dans les bus continus

5.2.1 Principe de calcul

La fig.5.2 reprsente q-branches dun onduleur gnral de tension.

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Ths04 Manguel.j Epfl Th3033

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